Hodetelefonforsterker

Prinsipp

Denne audio hodetelefonforsterkeren er i prinsippet av typen 'Current Feedback' (i motsetning til de fleste som er av typen 'Voltage Feedback'), se figuren. Inngangssignalet fødes til en inngangsbuffer med spenningsforsterkning lik 1 gang og med utgangsimpedans R0.

Utgangssignalet deles ned vha. RF og RI (tilbakekoplingsnettverket). Forskjellen mellom inngangssignalet og det tilbakekoplede signalet gir seg utslag i feilstrømmen I. Denne føres til et strømspeil og konverteres til en ekvivalent spenning over motstanden RT, som normalt har en meget høy verdi. Denne spenningen føres via utgangsbufferen, som er en strømforsterker (med spenningsforsterkning lik 1), til utgangen. Kondensatoren CT er kompensasjonskondensatoren som sørger for forsterkerens stabilitet og den nødvendige fasemargin. Forsterkere av typen 'Current Feedback' er tatt fram for å få en forsterker der båndbredden er tilnærmet uavhengig av forsterkningen. Denne typen forsterkere har en meget høy båndbredde og er meget hurtige.

 

Kretsskjematisk beskrivelse

Forsterkeren, se kretsskjemaet i figuren under, er oppbygd helt symmetrisk som en spenningsforsterker fulgt av en strømforsterker. Forholdet R25/R6 gir tilnærmet en lukket sløyfe forsterkning på ca 20 dB med de viste verdiene.

Inngangstrinnet består av to JFETs i en symmetrisk kopling i stedet for de vanlige (minimum fire) bipolare transistorer. Dersom en genererer forskjellen mellom drenstrømmene for disse komplementære felteffekttransistorene, vil i teorien en forvrengningsfri forsterker kunne realiseres. I praksis vil imidlertid de to transistorene  være ulike, noe som gir seg utslag i at differansestrømmen vil inneholde like overharmoniske. Idet det benyttes bipolare transistorer i en symmetrisk kopling til å fremkalle differansestrømmen, vil det fra disse i tillegg opptre ulike overharmoniske. Sluttresultatet er følgelig en forsterker som minner om en rørforsterker: Forvrengningen består av 2. harmoniske større enn 3. harmoniske osv., m.a.o. symmetrisk fallende komponenter.

Offsetjusteringen foretas av P5. Inngangsimpedansen settes av R1 + R2. Motstanden R1 vil sammen med signalkildens utgangsmotstand og forsterkerens inngangskapasitet bestemme forsterkerens øvre grensefrekvens på inngangen. Ved en utgangsmotstand på 600 ohm er denne ca 1,7 MHz.

Felteffekttransistorene J3 (N-kanal) og J4 (P-kanal) tåler en maksimal spenning på hhv 40 V og 20 V for å virke tilfredsstillende; av denne grunn bør ikke forsyningsspenningen V+ og V- overstige 20 V.

Det brukes ordinære strømspeil, Q11/Q13 for den positive veien og Q12/Q14 for den negative. Spenningen på inngangen omformes til en proporsjonal strøm i FET'ene. Denne strømmen sammenlignes med den tilbakekoplede strømmen (via R25). Den resulterende feilstrømmen omformes til en spenning over R15 og R16. Dette er summasjonspunktet foran strømforsterkeren.

Åpen sløyfe forsterkningen er gitt som FET'enes transkonduktans redusert med lokal motkopling og multiplisert med den doble lasten på grind ('gate') til M21 og M22. Uten motstandene R15 og R16 er lasten i dette summasjonspunktet hovedsaklig kapasitiv og parameteravhengig. Således vil disse motstandene fastlegge åpen sløyfe forsterkningen til ca 45 dB. Med en lukket sløyfe forsterkning på ca 20 dB, er således tilbakekoplingsfaktoren forholdsvis lav: ca 25 dB.

Det er ikke brukt noen kondensatorer for å stabilisere forsterkeren siden interne kapasiteter til MOSFET er ganske høye. Hvis noe ustabilitet skulle oppstå, kan en forsøke å bruke to kondensatorer på ca 47 pF hver i parallell med R15 og R16. Uten noen kompensasjonskondensatorer er 'Slew Rate'-begrensningen større enn 50 V/µs.

Forsterkeren har samme åpen sløyfe forsterkning og båndbredde for alle audiofrekvenser, idet åpen sløyfe båndbredden er meget høy: ca 60 kHz. Dette er ensbetydende med tilnærmet samme forvrengning og utgangsimpedans over hele det hørbare området. Utgangsimpedansen er nærmest resistiv over hele audioområdet, bare svakt induktivt ved de høyeste frekvensene (noen få grader ved 20 kHz).

Fasemarginen er ca 70 grader ved den gitte lukket sløyfe forsterkningen. Ønskes større fasemargin, kan kompensasjonskondensatorene nevnt ovenfor monteres. Disse burde ikke ha noen nevneverdig negativ innflytelse på forsterkerens ytelse. Lineariteten er god, takket være bruken av høy lokal tilbakekopling i inngangstrinnet kombinert med symmetriske strømspeil.

Den benyttede strømforsterkeren er en symmetrisk MOSFET springfølger ('source follower'), valgt ut fra linearitetskrav: samtidig som den har god termisk stabilitet. Biasgeneratoren består av komponentene 17-20. Tomgangsstrømmen stilles inn ved hjelp av P19.

Den regulerte forsyningsspenningen er lavpassfiltrert ved hjelp av R27 og R28 pluss C31 og C32. Sammen med avkoplingskondensatorene C29 og C30 og tilbakekoplingen, sikrer lavpassfiltreringen at det ikke er rippel og støy på forsterkerutgangen. De justerbare spenningsregulatorene U41 og U42 brukes for å levere de regulerte positive og negative 18 V forsyningene, se skjema nedenfor. Bemerk at pinningen for den positive og negative regulatoren er forskjellig.

Motstandene R37/R39 (og R38/R40) setter utgangsspenningen fra regulatorene til disse spenningene. Transformatoren forbindes til brulikeretteren D52. En toroidtransformator på 2x18 V 30 VA vil være passende (eventuelt kan to separate transformatorer benyttes).

Impedansen til hodetelefoner varierer over flere dekader, de fleste befinner seg i området 32-1200 ohm. Jo lavere impedans, jo lavere spenning er nødvendig. Imidlertid vil da strømbehovet være større. Simuleringsresultatene er presentert med 30 mA hvilestrøm (for M21 og M22). Hvilestrømmen kan økes utover denne verdien hvis det sørges for store nok kjølefinner. For den valgte hvilestrømmen er kjølefinner på 16K/W passende.

Noen simuleringsresultater


Maks utgangsspenning: Utgangsimpedans:
Frekvensområde:
Slew Rate:
THD ved 5 V spiss:
Stige/Fall-tid:
Forsterkning:
Inngangsimpedans:

11 V peak
< 1,5 ohm, 10 grader (1Hz-10kHz)
DC-1,3 MHz
< ± 70 V/µs
< 0,005 % (300 ohm last, 1 kHz)
< 1 µs
20 dB (10x)
180 kohm||60 pF

Utlegget (pdf-fil) og komponentplasseringen vist nedenfor er vist for to kanaler, totalt adskilt. Kretskortet måler 100x96 mm.


Stykklisten gjelder for både kretskortet og strømforsyningen.

Byggebeskrivelse

1/2 W metallfilmmotstander med 1 % toleranse kan brukes. 2SK170BL/2SJ74BL bør brukes for J3/J4 (JFET). Det skulle være mulig å bruke 2SK170GR/2SJ74GR. En erstatning for paret 2SC1775/2SA872 brukt for Q12/Q14/Q11/Q13 er f.eks. 2SC1815/2SA1015 eller 2SC2240/2SA970. IRF620/IRF9620 brukes for M20/M21/M22. Disse kan erstattes av IRF610/IRF9610. Ved alle erstatninger, vær sikker på at ‘pinningen’ er korrekt når transistorene monteres på kretskortet.

MOSFET M21 og M22 er trimmet inn til en nominell tomgangsstrøm på 30 mA og bør derfor monteres med en liten kjølefinne. Det skal ikke være noen nevneverdig drift i arbeidspunktet etter at temperaturen til MOSFET'ene har stabilisert seg.

Transformatorens to uttak føres til likeretterne, se figuren nedenfor.



Lag en forbindelse til et felles jordpunkt på chassis fra hvert kretskort (for de to kanalene). Lag også en forbindelse til dette felles jordpunktet fra transformatorens midtpunkt. Normalt vil en bruke en volumkontroll forbundet til forsterkerens inngang.

Oppstart og justering

Når forsyningsspenningene virker som de skal, juster til 0 V offset på utgangen ved hjelp av potensiometeret P5. Tomgangsstrømmen justeres først til minimum for så å økes gradvis  ved hjelp av potensiometeret P19. Tilslutt gjerne et oscilloskop til utgangen, det skal ikke være noe å se her hvis alt er i orden. Det skulle ikke være nødvendig  å etterjustere verken offset eller tomgangsstrømmen.

Det må være ca 1,2 V spiss-spenning på inngangen før forsterkeren klipper. Med lavere hodetelefonimpedanser er spenningen adskillig lavere. Dersom det ønskes høyere forsterkning, kan R6 reduseres (og vice versa). Bemerk at tilbakekoplingsmotstanden R25 skal være uendret.Ingen av forsterkerens gode egenskaper med hensyn på båndbredde, forvrengning og Slew Rate endres nevneverdig ved moderate endringer av R6.

Kjente problemer

Spenningsregulatorene U41 (LM317) og U42 (LM337) kan feile på grunn av for stor kapasitiv belastning. Dette kan avhjelpes ved å montere dioder mellom inn- og utgang på regulatorene. For LM317 monteres katoden på dioden til inngangen og anoden til utgangen. For LM337 monteres katoden på dioden til utgangen og anoden til inngangen. Ved parasittiske oscillasjoner for M21/M22 er botemidlet å sette inn små motstander (47-200 ohm) i serie med gate på transistorene.


 
Hjem

Copyright©2020
Knut Harald Nygaard