25-30 W klasse A effektforsterker (Mimir v2)

Introduksjon

Denne forsterkeren er inspirert av, og er også noe lik, den forholdsvis kjente 20 W Hiragaforsterkeren med bipolare transistorer i inngangstrinnet. Sammenlignet med den originale Hiraga-forsterkeren, reduserer denne effektforsterkeren forvrengningen og utgangsmotstanden. Utgangstrinnet er imidlertid forholdsvis lik Hiraga-forsterkeren, mens utgangseffekten er økt noe. For lavere effekt anbefales den opprinnelige Mimir-forsterkeren.

Inngangstrinnet

Inngangstrinnet er vist i figuren nedenfor. Det er fullstendig symmetrisk og er forsynt med spenningene VR+ (+22 V) og VR- (-22 V) fra zenerdiodene D5 og D6. Spenningene V+ og V- vil ligge på ca +25V/-25 V. Hvilestrømmene til de to transistorene Q13 og Q14 trimmes til ca 1 mA ved hjelp av potensiometrene RV7 og RV8. Imidlertid vil disse potensiometrene også trimme inn hvilestrømmen i utgangstransisstorene, som vi skal se senere. De to transistorene er koplet som emitterfølgere og har således en spenningsforsterkning i underkant av 1 gang (0 dB). Transistorene er komplementære typer med ganske gode spesifikasjoner ved 1 mA.

Motstandene R1 + R2 fastlegger inngangsimpedansen. R1 har en forholdsvis lav verdi mens verdien til R2 ikke bør være for høy siden det er en liten hvilestrøm på inngangen (lik forskjellen mellom basestrømmene til Q13 og Q14) som går gjennom denne motstanden.

Mellomtrinnet

Mellomtrinnet og inngangstrinnet er vist i figuren nedenfor. Transistorene Q21 og Q22 er koplet som felles-emitter-trinn. Hvilestrømmen i transistorene Q21 og Q22 er ca 1 mA som for Q13 og Q14 med de verdiene som er vist. Dette er på tross av at motstandene i emitter på Q21 og Q22 er mye mindre enn verdien på 220 ohm for R11 og R12. Dette skyldes det faktum at vi bruker R17 og R18 til å levere den strømmen som er nødvendig. Legg merke til at koplingen mellom Q13 og Q21 samt mellom Q14 og Q22 er forholdsvis temperaturstabil siden base-emitter-spenningen i de komplementære parene vil følge hverandre ganske godt siden transistorene har samme hvilestrøm. Motstandene R25 og R26 er koplet til forsterkerens utgang og sørger dermed for spenningstilbakekoplingen. Dette skal da tilnærmet gi en (lukket-sløyfe-)forsterkning lik:

A_V = R25/R23 = R26/R24 = 1200/56 = 20 ganger (26 dB)

Forsterkningen kan da reduseres ved å redusere R25 og R26.

Forsterkningen i hvert felles-emitter-trinn er omtrent:

A₁ = R19/(r+R23) der r er lik intrinsikk emittermotstand gitt som forholdet mellom termisk spenning (25 mV ved romtemperatur) og kollektor strømmen (her 1 mA).

Forsterkningen i hvert felles-emitter-trinn vil da være:

A₁ = 1500/(25+56)=18 ganger (25 dB)

R19 og R20 er egentlig belastet med utgangstrinnet, slik at forsterkningen reduseres fra denne verdien.

Utgangstrinnet

Utgangstrinnet er vist nedenfor. Transistorene Q29/Q34 i øvre halvdel og Q30/Q35 i den nedre halvdel danner Sziklai-par (komplementære Darlington-par). Siden utgangssignalet er tatt fra emitter på Q34/Q35, vil disse Sziklai-parene utgjøre felles emitter forsterkere. Dette er meget uvanlig, siden de fleste audio effektforsterkere har utganger som kjører i felles kollektor (de er emitterfølgere).

Forsterkningen for hvert Sziklai-par er tilnærmet gitt som forholdet:

A₂ = R_L/R32, der R_L er lasten på utgangen (i virkeligheten høyttaleren). Denne forsterkningen er da gitt som:

A₂ = 8/0,5 = 16 ganger (24 dB) for en rent resistiv last på 8 ohm. Siden emitterne på Q34 og Q35 summeres på utgangen, økes forsterkningen til det dobbelte, her lik 32 ganger (30 dB).

Lineariteten til Sziklai-par er meget høy, og motstanden R31 gir en ytterligere moderat økning av hvilestrømmen i driverne Q29 og Q30 med resulterende lavere forvrengning i disse. Både driverne Q29/Q30 og utgangstransistorene Q34/Q35 er innbyrdes komplementære par. Driverne er mindre effekttransistorer og kan velges som hurtige typer. Disse transistorene kan ha godt av egne små kjølefinner. Effekttransistorene Q34 og Q35 må monteres på en stor kjølefinne. Driverne må ikke monteres på samme kjølefinne da dette vil medføre større temperaturdrift.

Komplett skjema

Det komplette skjemaet av forsterkeren er vist i figuren nedenfor. Legg merke til kondensatorene C27 og C28 som sørger for å stabilisere forsterkeren og gi tilstrekkelig fase- og forsterkningsmargin.

Dersom vi ønsker en 25 W klasse A forsterker i 8 ohm, må RMS-spenningen være:

V=√ P·R =√ 25·8 =14,1 V

Dette svarer til en spissverdi på:

V_p = 14,1√ 2 =20,0 V

For en last på R_L = 8 ohm svarer dette til en spissverdi for strømmen på:

I_p = V_p/R_L = 20,0/8 = 2,50 A

Siden utgangen opererer i Push-Pull, må tomgangsstrømmen til Q35/Q36 minst være:

I_C = I_p/2 =2,50/2 = 1,25 A

For en 30 W klasse A forsterker i 8 ohm er RMS-spenningen:

V=√ P·R =√ 30·8 =15,5 V

Dette svarer til en spissverdi på:

V_p =15,5√ 2 =21,9 V

For en last på R_L = 8 ohm svarer dette til en spissverdi for strømmen på:

I_p = V_p/R_L = 21,9/8 = 2,74 A

Siden utgangen opererer i Push-Pull, må tomgangsstrømmen til Q35/Q36 minst være:

I_C = I_p/2 =2,74/2 = 1,37 A

Med en forsyningsspenning på 25 V, er det mulig å få 30 W ut av denne forsterkeren før klipping, slik at en tomgangsstrøm på 1,4 A i oppvarmet tilstand kan være et rimelig mål. Fra kald forsterker til arbeidstemperatur stiger tomgangsstrømmen med ca 0,2-0,3 A. Dette skyldes i hovedsak at base-emitter-spenningen i Q29/Q30 faller med temperaturen. Legg forøvrig merke til at temperaturen i utgangstransistorene Q34/Q35 i seg selv ikke påvirker tomgangsstrømmen. Dette er ulikt de fleste andre audio effektforsterkere.

Med potensiometrene RV7 og RV8 justeres tomgangsstrømmen. Offset på utgangen trimmes dermed ved hjelp av disse potensiometrene.

Med tilbakekoplingsmotstandene R25 og R26 lik 1,1 kohm er lukket-sløyfe-forsterkningen lik 20 ganger (26 dB). Er denne for høy, er det mulig på selve kretskortet å legge inn en motstand mellom terminalene TP1 og TP2 og mellom terminalene TP3 og TP4. Velges for eksempel disse ekstra motstandene også lik 1,1 kohm, reduseres forsterkningen til 10 ganger (20 dB).

Q21 og Q22 ble funnet å ha en spenningsforsterkning fra base til kollektor på ca 18 ganger (25 dB). Siden R19 og R20 er belastet av henholdsvis inngangsmotstanden til Sziklai-parene Q29/Q34 og Q30/Q35, blir da spenningsforsterkningen i Q21 og Q22 tilnærmet lik:

A₁ = 15 ganger (23 dB).

Forsterkningen for hvert Sziklai-par for en rent resistiv last på 8 ohm var gitt som:

A₂ = 16 ganger (24 dB).

Den totale åpen-sløyfe-forsterkningen er da tilnærmet gitt som:

A₁ = 15∙2∙16 ganger = 480 ganger (54 dB).

Med en lukket sløyfe forsterkning på 20 dB eller 26 dB er da tilbakekoplingen på henholdsvis 34 og 28 dB.

Ytelse

Prototypen ble bygd med en lukket sløyfe forsterkning på 20 ganger (26 dB). Med en lastmotstand på 8 ohm og en tomgangsstrøm på 1,4 A fås en åpen-sløyfe-forsterkning på ca 52 dB. Dette er en verdi fra simuleringene. At åpen-sløyfe-forsterkningen er mindre enn de kalkulerte verdiene skulle tilsi, skyldes at den antatte forsterkningen i Q21/Q22 og i Sziklai-paret er antatt vel optimistisk. I tillegg vil spenningsforsterkningen i emitterfølgerne Q13/Q14 være mindre enn 1. Forsterkerens åpen-sløyfe-båndbredde ifølge simulatoren er i overkant av 50 kHz med kondensatorene C28 og C29 på 68 pF. Dette gir en fasemargin på ca 85 grader. En Slew Rate på ca 30 V/us med de valgte hurtige driverne er oppnådd. Båndbredden på forsterkeren er ca 1,4 MHz. Dersom C28 og C29 ikke monteres eller har for lave verdier, må en regne med stabilitetsproblemer. Forsterkeren kan drive kapasitive laster uten problemer, siden slike laster automatisk fører til redusert åpen-sløyfe-båndbredde. Utgangsmotstanden er ca 0,4 ohm. Forvrengningen ved 1 kHz og 10 kHz er ca 0,08 % ved halv utgangseffekt (15 W), og den er dominert av 2. og 3. harmoniske med raskt fallende høyere harmoniske. Med forsyningsspenning på +/- 25 V klipper forsterkeren ved ca 22,5 V i spissverdi.

En lukket sløyfe forsterkning på 10 ganger (20 dB) oppnås ved å kople inn motstander på 1,1 kohm i parallell med R25 og R26 (TP1-2 og TP3-4), eventuelt velge R25 og R26 lik 560 ohm. Med denne forsterkningen fås en fasemargin på ca 77 grader. Dersom det ønskes en større fasemargin, kan kondensatorene C28 og C29 økes, for eksempel til 100 pF. Da vil vil Slew Rate reduseres noe, men forsterkeren vil fortsatt kunne regnes som hurtig. Båndbredden på forsterkeren med en lukket-sløyfe-forsterkning på 20 dB er ca 3 MHz. Utgangsmotstanden er ca 0,2 ohm mens forvrengningen ved 1 kHz og 10 kHz er ca 0,04 % ved halv utgangseffekt (15 W).

Kretskort

Utlegget til forsterkerkortet er vist i figuren nedenfor. Dette har dimensjonene 99x52 mm. Komponentene i skjemaet ovenfor er alle plassert på samme kretskort. J1-J6 er konnektorene på kortet. Verdiene vist for komponentene i skjemaet passer for en 25-30 W forsterker. Driver-transistorene Q29 og Q30 kan monteres med hver sin egen kjølefinne, en termisk motstand på 35 K/W eller mindre kan anses som passende. Effekttransistorene Q34 og Q35 må monteres på en stor kjølefinne, en termisk motstand på 0,4 K/W eller mindre kan anses som passende. Motstanden R38 skiller mellom signaljord (GND) og effektjord (Earth). Denne motstandsverdien vil typisk ligge i området 4-10 ohm.

Med 3D i KiCad ser kretskortet slik ut:

I protypen er effekttransistorene festet horisontalt til den store kjølefinnen. Bildet nedenfor viser dette før loddingen.

Strømforsyning

22 V referansespenningene, bestemt av zenerdiodene D5 og D6, og verdiene på fallmotstandene R15 og R16 må velges i forhold til spenningsforsyningen slik at det er nok strøm som gjennomløper begge zenerdiodene, transistorene Q13 og Q14 samt motstandene R17 og R18. Spenningsforsyningen bør være minst +24/-24 V for 25 W (i 8 ohm) klasse A drift.

Som eksempel kan strømforsyningen utgjøres av blant annet en 2x18 V 500 VA transformator (T1), felles for begge kanaler, se figuren nedenfor. Det kan brukes separat likeretter (D1 og D2) for positiv og negativ spenning. 47000 μF kondensatorer og 0,47 ohm effektmotstander for filteringen kan anses som rimelige. En sikring (F1) på primærsiden er et krav. En nettbryter er vanligvis i serie med med denne sikringen.

I prototypen er CRC-komponentene 1-6 plassert på et separat kretskort, men dette er naturligvis ikke noe krav; se figuren nedenfor. Størrelsen på motstandene kan økes for bedre rippel-undertrykking, men effektdissipasjonen må tas med i betraktningen. Dette medfører jo også en redusert maksimal utgangseffekt for forsterkeren.

Med 3D i KiCad ser strømforsyningskortet slik ut:

Oppbygging

Utgangene fra transformatoren føres til likeretterne og videre til det separate kortet med CRC-filtreringen (vist ovenfor). Fra jord på spenningsforsyningskortet føres en forbindelse til felles jord på chassis. Phonobøssingens jord forbindes til chassis (nær inngangen) og skjermen på phono-kabelen forbindes til forsterkerkortet, til punktet merket GND. Phono-kabelens varme ende forbindes til forsterkerkortet merket med IN. Fra høyttalerutgangen tvinnes de to lederne og føres til forsterkerkortet til punktene merket OUT og GND. Sistnevnte er forbundet til minuslederen. Høyttalerutgangens minus er koplet til chassis. Fra strømforsyningskortet legges forbindelser for strømforsyningen til forsterkerkortene. Alle forbindelser bør være så korte som mulig. Hvis det skulle opptre noen form for ustabilitet, støy eller brum, er sannsynligheten stor for at årsaken er dårlig ledningsføring (som fører til for eksempel jordsløyfer).

Det anbefales å bruke en variabel nett-transformator ved første gangs oppstart av forsterkeren. Når spenningsforsyningen øker, justeres offset ved hjelp av potensiometret RV23. Om mulig, bruk et oscilloskop for å se på utgangen, det bør ikke være annet enn støy her hvis alt er i orden. Etterhvert som temperaturen øker, kan det være nødvendig å etterjustere offset. Offset-spenningen på utgangen vil variere noe, men bør ikke overstige 100 mV. Dersom tomgangsstrømmen er for høy eller lav, referer til rådene gitt foran, men husk at tomgangsstrømmen vil stige noe ettersom forsterkeren varmes opp.

Det kreves i overkant av 1 V spissverdi for full utgangseffekt med en spenningsforsterkning på 20 ganger. Selv med en spenningsforsterkning på 10 ganger, vil følsomheten på i overkant av 2 V spiss være tilstrekkelig for de fleste moderne signalkilder.

Materialliste (BOM) er vist nedenfor. Forsterkeren egner seg godt for egne tilpasninger. Ved erstatninger, husk å ta høyde for endrede fysiske mål og pinnekonfigurasjoner, spesielt for bruk av andre transistortyper ved montering på kretskortene.

Materialliste for et kretskort

Det er brukt metallfilmmotstander med 1 % toleranse. Effektmotstandene er på 3 W mens de andre motstandene er på 0,6 W. Andre typer er selvfølgelig også mulig så lenge de passer i kortet. Drivertransistorene Q 29 og Q30 er raske typer med meget lav Cob (kollektor-base-kapasitet). Paret KSC5200/KSA1943 fra OnSemi ble brukt for utgangstransistorene Q34/Q35. Disse kommer i plasthus og ble montert direkte på en stor kjølefinne. For en 30 W forsterker er effektdissipasjonen for hver av disse transistorene ca 35 W, slik at en ikke bør undervurdere kjølebehovet.

R1 680 ohm
R2 33 kohm
R9, R10 18 kohm
R11, R12 220 ohm
R15, R16 220 ohm
R17, R18 7,5 kohm
R19,20 1,5 kohm
R23, R24 56 ohm
R25, R26 1,1 kohm (se tekst)
R31 220 ohm
R32, R33 0,5 ohm 3 W

RV7, RV8 10 kohm Potensiometer Bourns 3296W

C3, C4 1 uF 63 V L 7,2 mm W 5,0 mm P 5,0 mm
C27, C28 68pF NP0/C0G P 5,0mm
C36, C37 10u Radiell Film L18,0mm W9,0mm P15,0mm

D5, D6 22V 500mW Zener DO-35

Q13, Q22 KSA992 TO-92
Q14, Q21 KSC1845 TO-92

Q29 KSA1381 TO-126
Q30 KSC3503 TO-126
Q34 KSC5200 TO-247
Q35 KSA1943 TO-247

J1 Skrueterminal 01x02
J2-J6 Loddeterminaler
TP1-4 Loddetårn

Kjølefinne (2 stk) Fischer SK95 eller ekvivalent
Kjølefinne 0,3 K/W eller ekvivalent

Please notice:
This project description is for non-commercial use, only. Using this document on a site and charging a fee for download is vialation of non-commercial use and prone to demand for payment. So, for commercial use, contact me for agreement of terms. This page, however, can be downloaded for own use, and linked to, not violating term of non-commercial use.

Hjem