"Non-Feedback" Forsterker (English version)

Prinsipp

Denne audio-forsterkeren er et såkalt "non-feedback" design, dvs. at det ikke er noen tilbakekoplingssløyfer. Videre er forsterkeren delt inn i to separate deler: en spenningsforsterker og en (strøm-) buffer-forsterker. Spenningsforsterkeren kan sammenlignes med en forforsterker, men har høyere forsterkning. Imidlertid kan spenningsforsterkeren brukes som en ordinær forforsterker hvis du ønsker det. Buffer-forsterkeren er i realiteten en strømforsterker, uten noen spenningsforsterkning i det hele tatt. Du kunne kanskje drive den fra en ordinær audio forforsterker, men jeg tror at spenningsforsterkningen i de fleste tilfeller ville være for lav. Du kan også bruke spenningsforsterkeren som en hodetelefonforsterker. Siden forsterkningen settes av kun en motstand, kan både en forforsterker og en hodetelefonforsterker ha en forsterkning som passer deg.

CD-spillere med spiss-utgangsspenninger typisk i området rundt 2 V (en verdi merkbart større enn mange forforsterkere kan levere) har i realiteten gjort tradisjonelle forforsterkere overflødig. Noen av mine effektforsterkerdesign, takket være deres høye forsterkning og høye inngangsimpedans (med neglisjerbar offset strøm og spenning), har gjort muligheten med "passiv forforsterker" til et mer optimalt bindeledd mellom signalkildene (som CD-spilleren) og effektforsterkeren.

Dette prinsippet er velkomment siden enhver reduksjon av overflødige kretser sørger for å øke kvaliteten på det samlede utstyret. Siden den tradisjonelle forforsterkeren i audiogjengivelsesutstyr ikke lenger har noen brukbar funksjon, er det fornuftig å redefinere dens rolle og ta i bruk en løsning som er mer optimal. Dette kan gjøres på følgende måte:

Kravet til effektivitet medfører generelt et krav om at effekttransistorene opererer i klasse AB; følgelig er strømmene i utgangs- og driver-transistorene en sterkt forvrengt utgave av inngangssignalet. Båndbredden til disse strømmene kan derfor være utenfor audioområdet. Følgelig vil enhver påvirkning fra disse strømmene, som denne ulineære modulasjonen av forsyningen, føre til at feilsignal blander seg med det ønskede signalet for følsomme kretsløp . Slike feil vil være mer problematiske under komplekse transientsignaler med vanskelige høyttalere (f.eks. med problematiske impedanskurver).

Det er vel kjent at den prinsipielle fordelen med klasse A er at strømmene i forsterkeren er en mer lineær funksjon av inngangssignalet uten hurtige svitsjetransienter. Derfor ser vi hovedsakelig lineære feil istedet for transiente ulineære feil som genereres i klasse AB. Følgelig må spenningsforsyningen isoleres fra den mer følsomme spenningsforsterkeren for en klasse AB utgangsforsterker, og en må prøve å minimere magnetisk induksjon og forurensning via jordforbindelsen. For en optimal sammenkopling må inngangsimpedansen til buffer-forsterkeren være høy, konstant og ikke medføre refleksjoner fra høyttaleren eller bli forvrengt av ikke-lineære strømmer i effekttransistorene på utgangen. Så for å unngå alle problemer som forbindes med klasse AB, velger vi det mindre effektive klasse A prinsippet. Ideelt plasseres buffer-forsterkeren nær høyttalerne for å minimere kabel/høyttaler-relaterte feilsignaler. Blokkskjemaet i figuren under illustrerer vårt grunnleggende konsept.

Figur 1.

Forbindelsen mellom de to delene kan gjøres med vanlige phonokabler. Spenningsforsterkeren har en høyere forsterkning enn en ordinær forforsterker, siden forsterkningen minst bør være like stor som spenningsforsterkningen i en vanlig effektforsterker; helst noen desibel mer.

Tilbakekopling eller ikke?

Noen erfarne lyttere kan fortelle positivt om lydkvaliteten fra forsterkere uten global tilbakekopling. Dette er overraskende fordi slike forsterkere har mer ulineær forvrengning enn forsterkere som bruker motkopling. I virkeligheten forbedrer bruken av negativ tilbakekopling nesten alle teoretiske og målbare parametre for en forsterker. Dette har ledet til mistanken om at en foreløpig ukjent, uforklart konsekvens av negativ tilbakekopling kan være grunnen til forskjellen i oppfatningen av lydkvaliteten.

De fleste har foreslått feil i designet ved anvendelsen av tilbakekopling som en av flere forklaringer på hvordan disse oppfatningene kan forklares. For eksempel vil 'transientintermodulasjonsforvrengning' (TID) opptre i forsterkere med for lave 'slew rate' verdier. Transientintermodulasjonsforvrengning opptrer når forsterkeren ikke klarer å følge en transient, forsterkeren klarer ikke å følge variasjonene i inngangssignalet. Så vidt man kan se, var denne effekten kjent så tidlig som i 1952 ved Roddam, men ble viden kjent i audiosirkler takket være arbeidet til Otala i begynnelsen på 1970-tallet.

James Boyk (se http://www.cco.caltech.edu/~boyk/spectra/spectra.htm) har undersøkt bredbåndspekteret fra reelle musikk-kilder. Selv om disse viser betydningsfull energi over 20 kHz, er det begrenset hvor hurtig lydtrykksnivået endrer seg ved de fleste bølgeformene. For CD-mediet er den maksimale frekvensen ca 20 kHz, og selv for andre digitale kilder er den maksimale frekvensen omtrent det doble. Moving Coil pick up'en er den signalkilden hvor det har vært rapportert merkbar energi over 20 kHz. Men i realiteten har musikktransienter stigetider og signalnivåer som lett lar seg håndtere med moderne kretsløp, nettopp for å unngå TID.

Tilbakekoplede forsterkere må kompenseres for å sikre stabiliteten. Den mest vanlige kompensasjonsformen består i å innføre en dominant pol ved lavere frekvenser for å redusere sløyfeforsterkningen når frekvensen øker. Dette medfører at tilbakekoplingen blir mindre og mindre effektiv ettersom frekvensen øker. Konsekvensene er flere, noen mer alvorlig enn andre. Tonalbalansen for et instrument er gitt ved forholdet mellom grunntonen og overtonene, dvs. mellom 1. harmoniske og andre harmoniske, tredje harmoniske osv. Resultatet er at forvrengningen er lavest for grunnharmoniske, men større for de overharmoniske (andre, tredje osv). Dette innebærer at instrumentets tonale balanse forrykkes, som virkelig er en negativ konsekvens. Imidlertid er det mulig å designe en forsterker med tilbakekopling til å ha en åpen sløyfe båndbredde opp til 10 kHz (eller mer), som i mine egne design, for å eliminere dette problemet.

En annen virkning er at utgangsimpedansen til en tilbakekoplet forsterker kan være meget lav ved lave frekvenser, men stiger med frekvensen. Dette kan ha som konsekvens at slike forsterkere kan være mer følsomme for radiofrekvens (RF) interferens. Hvis impedansen er høy nok, kan sterke RF-felt komme inn i forsterkeren via utgangen og forandre forsterkerens arbeidsbetingelser. Dette kan skje, men en godt skjermet forsterker med passende filtre trenger ikke å lide av dette problemet. Imidlertid vil en økende utgangsimpedans med frekvensen føre til at høyttaleren ser en større impedans enn den er designet for.

Enda et forsøk på forklaring er at oppførselen ved klipping for tilbakekoplede forsterkere er forskjellig fra den for "non-feedback" forsterkere: klippingen er skarpere, og det kan være problematisk for forsterkeren å hente seg inn igjen. Dette er også sant, men det forklarer ikke de oppfatningene som has på forskjellen mellom forsterkere som er tilbakekoplet eller ikke, selv når forsterkerne ikke er drevet til klipping: lyttere forteller om forskjeller i mikrodetaljer og oppfattelsen av "rom".

Muligheten for at forskjellen i lydkvalitet ikke bare er et resultat av det gitte designet, men derimot en iboende karakteristikk av negativ tilbakekopling, har vært foreslått av flere lyttere. I 1957 observerte Norman Crowhurst i 'Journal of the Audio Engineering Society' at siden ulineariteten til en forsterker må produsere harmoniske og intermodulasjonsprodukter utfra komponentene i programmaterialet, vil tilbakekopling kombinere disse produktene med programmaterialet for så på nytt å produsere ytterligere forvrengningsprodukter. Siden mange av produktene i hver "generasjon" er høyere eller lavere i frekvens enn signalene som produserer dem, er effekten at det dannes produkter som okkuperer hele forsterkerens båndbredde. Selv om den totale størrelsen av denne forvrengningen er svært liten, mye mindre enn den lavere ordens forvrengning som produseres av den samme forsterkeren uten tilbakekopling, observerte Crowhurst at "Det logiske resultatet av denne prosessen vil bli en slags program-modulert, høyfrekvens 'støy' komponent som tilfører gjengivelsen en slags 'grovhet'."

Noen har argumentert med at denne 'støyen', siden den er korrelert med program-materialet og derfor forandrer seg hele tiden, kan interferere med lytterens oppfattelse av mikrodetaljene. Legg merke til at dette er samme problemet som en har med kvantiseringsstøy for CD og andre digitale kilder. Så langt tilbake som i 1950 publiserte D. E. L. Shorter "The influence of High-Order Products in Non-Linear Distortion" i Electrical Engineering. Det har blitt bekreftet at høyere forvrengningsprodukter er mer alvorlige enn lavere, dvs. at det er bedre med 0,5 % annenharmonisk forvrengning enn 0,3 % tredjeharmonisk forvrengning.

Imidlertid er det ikke mulig (så vidt jeg vet) å designe en fullstendig motkoplingsløs forsterker. Så her brukes betegnelsen 'non-feedback' for å beskrive en forsterker uten global tilbakekopling; i realiteten har denne forsterkeren ingen tilbakekoplingssløyfer verken i spenningsforsterkeren eller bufferforsterkeren. Dette betyr at reduksjonen i forvrengning er prisgitt bare lokal seriemotkopling.

Bufferforsterker

Forsterker

Strømforsterkeren/bufferen er oppbygget som en helt symmetrisk ordinær Darlington emitterfølger, se kretsdiagrammet for mønsterkortet nedenfor. Den opererer i klasse A, er både absolutt stabil og meget lineær, samtidig som den termiske stabiliteten er god. Forspenningsgeneratoren (bias) består av komponentene 109-115, hvor det er brukt to transistorer istedenfor den vanlige ene for å realisere en variabel zener. Offset-kanselleringen for denne bufferen gjøres ved hjelp av potensiometeret P114. Bemerk at offset-justeringen bør gjøres med kortsluttet inngang.

Figure 2.

Hvilestrømmen settes ved forholdet mellom R112 og R115 på den negative siden (samt R111 og R113 + P114 på den positive siden). Strømmen fra Q107-108 er derfor også en del av innstillingen av hvilestrømmen, siden den bestemmer base-emitter spenningen til Q109 og 110. For å endre hvilestrømmen økes R111 og 112 for større strøm og vice versa. Inngangsimpedansen til denne bufferen er ca 16 kohm med 8 ohm last. Utgangsimpedansen er nær resistiv over hele audio-området, bare en smule induktiv for de høyeste frekvensene (noen få grader ved 100 kHz).

Strømforsyning

Strømforsyningen til bufferforsterkeren kan lages på mange forskjellige måter. Mitt forslag er en felles transformator for de to kanalene når bufferforsterkeren lages som en stereoversjon. Når det brukes en felles transformator, anbefales det å bruke separate likerettere, dvs en for hver kanal, se figuren nedenunder.

Figure 3.

Det anbefales også å bruke avkoplingskondensatorer (100 nF) i parallell med de store filterkondensatorene C1-4. Verdiene på C1-4 bør minst være 10000 µF, 22000 µF skulle i de fleste tilfeller være tilstrekkelig. Transformatoren bør være en 2x18 V toroid for en 30 W (pr. kanal) forsterker, og likeretterne bør være minst på 25 A. Dette vil gi ca +/- 25 V DC til bufferforsterkeren. Sikringen F1 er noe avhengig av størrelsen på filterkondensatorene, men en god startverdi kan være 4 Ampere. Det er også mulig å bruke en oppstart strømbegrenser, se et forslag i Figur 4 her.

Spenningsforsterker

Forsterker

Inngangstrinnet til spenningsforsterkeren består av to komplementære JFET i en symmetrisk kopling. Offsetjusteringen gjøres ved hjelp av potensiometeret P17. Motstandene R1 + R2 fastsetter inngangsimpedansen. Motstanden R1 vil sammen med kildens utgangsimpedans og spenningsforsterkerens inngangskapasitans fastlegge forsterkerens øvre grensefrekvens på inngangen. Hvis kildens utgangsimpedans er på f.eks. 600 ohm, vil denne øvre grensefrekvensen være på ca 3 MHz, noe som gir en ekvivalent inngangskapasitans på ca 30 pF, men bemerk at den tilsluttede kabelen vil øke kapasiteten.

Figure 4.

Felteffekttransistorene J15 (N-kanal) og J16 (P-kanal) tåler maksimalt henholdsvis 40 V og 20 V for å operere innenfor spesifikajonene, og de interne kapasiteter er høye. Kaskodekoplingen (Q13/Q14) som er vist, løser disse problemene og reduserer på samme tid lekkstrømmen i JFET'ene. Dette muliggjør bruk av en meget høy inngangsimpedans. Felles base transistorene Q13/Q14 er bipolare typer. Det brukes også 'basedegenerering' ved hjelp av motstandene R3-6 istedenfor å bruke en konstant spenning på basene av disse transistorene.

Istedenfor å bruke et ordinært strømspeil for strømmen fra transistorene Q13/Q14, benyttes en meget nøyaktig fire transistors strømspeil på den positive og negative siden (Q9/Q11/Q21/Q23 og Q10/Q12/Q22/Q24).

Når spenningen på inngangen av forsterkeren omformes til en proporsjonal strøm i JFET'ene, er denne strømmen eksakt kopiert i Q23 og Q24 og summert over R25 for å gi en spenning høyere enn inngangsspenningen. Forvrengningen her er meget lav sammenlignet med den forholdsvis høye (like orden) forvrengningen fra felteffekttransistorene. Forholdet mellom denne sumspenningen og inngangsspenningen er spenningsforsterkningen. Denne forsterkningen er gitt av forholdet mellom R25 og R18 (pluss ideelt halvparten av P17 og den ekvivalente motstanden i JFET'en). Med de viste verdiene er spenningsforsterkningen ca 33 ganger (30,4 dB). Ca 0,45 V RMS inngangsspenning kreves følgelig for full utgangseffekt (30 W). Dette burde være tilstrekkelig for de fleste moderne signalkilder. Hvis høyere forsterkning ønskes, kan verdien på R18 reduseres, og/eller verdien på R25 kan økes. Ingen av forsterkerens gode egenskaper, som båndbredde, forvrengning eller Slew Rate, forverres ved moderate endringer av R18/R25. Om du ønsker å bruke spenningsforsterkeren bare som en forforsterker og/eller hodetelefonforsterker, ville et naturlig valg være å redusere verdien på R25 til halvparten, som et typisk eksempel.

Komponentene 27-41 utgjør en symmetrisk Darlington emitterfølger, der Q32/33 fastsetter strømmen til Q36/37 og til slutt strømmen i utgangstransistorene Q38/39. Det er brukt små effekt-transistorer her, noe som gjør det mulig å bruke spenningsforsterkeren også som hodetelefonforsterker. Hvis du ikke ønsker dette, kan disse transistorene erstattes med laveffekttyper samtidig som verdien på motstandene R40/41 økes tilsvarende. Bruken av dette Darlington utgangstrinnet sørger for lav utgangsimpedans for å drive bufferforsterkeren. Dette gjør det mulig å bruke lange kabler mellom spenningsforsterkeren og bufferforsterkeren. Hensikten med R26 er å redusere spenningsforsterkningen når spenningsforsterkeren er brukt som en vanlig forforsterker eller som en hodetelefonforsterker. Releet K99 gjør det mulig å redusere forsterkningen ved å legge X9 (RL) til jord.

Forsterkeren har en båndbredde på ca 1 MHz. Den harmoniske forvrengningen er meget lav til å være en umotkoplet forsterker, og den er nærmest uavhengig av frekvensen i audio-området. Utgangsimpedansen er resistiv gjennom hele audio-området. Siden det ikke er noen kompensasjonskondensatorer i denne forsterkeren, er Slew Rate begrensningen vanskelig å måle, men verdien er meget høy (minst 200 V/µs med inngangstrinnet drevet i metning).

DC Servo

Utgangen fra spenningsforsterkeren bør ikke ha noen DC offset. Det er derfor lagt til en DC servo, se nedenfor. Imidlertid har denne servoen strømutgang, ikke spenningsutgang som vanlig med servoer konstruert ved hjelp av operasjonsforsterkere. Når forsterkerutgangen (OUT) går positiv, øker dette strømmen i Q92. Dette leder til at spenningen over R18 (i spenningsforsterkeren) tvinges i positiv retning; strømmen i J15 vil minke og strømmen i J16 vil øke. På denne måten gjenvinnes DC-balansen.

Figure 5.

J85 og J86 danner et differensialtrinn, mens J89 utgjør en strømgenerator. R90 fastlegger strømmen fra denne og bestemmer strømmen i differensialtrinnet. Q83 og Q84 utgjør et strømspeil, mens Q92 utgjør et vanlig felles emitter forsterkertrinn. R79/C80 og R94/C95 bestemmer lavere grensefrekvens. DC-strømmen i spenningsforsterkeren justeres via motstanden R96. C97 sikrer stabiliteten og loddes direkte mellom base-kollektor på Q92, på loddesiden av kretskortet.

Strømforsyning

Strømforsyningen på kretskortet er vist nedenfor. Transformatoren med sentertapping (ikke vist) forbindes til AC-inngangene og GND. Etter likeretteren D97 sørger kondensatorene C42 og 43 for å glatte ut den likerettede spenningen. J46 og 47 utgjør strømgeneratorer for lavstøyreferansene D50 og 51. Spenningene fra referansene filtreres ved hjelp av komponentene 54-59. Komponentene 60-73 danner en spenningsregulator for positive og negative forsyningsspenninger til spenningsforsterker og DC servo. Disse spenningene bestemmes av referansene og spenningsdelerne R70/72 og R71/73. For å øke utgangsspenningene til mer enn ca 28 V, spenningen med de viste verdiene, kan du øke R70 og 71. Du kan bruke formelen V+REG=6,8(1+R70/R72) for den positive regulerte utgangsspenningen (og tilsvarende for den negative utgangsspenningen). Sammen med filterkondensatorene C74 og 75 gir regulatorene en utgangsspenning med liten støy og rippel.

Figure 6.

Det anbefales å plassere transformatoren i bufferforsterker-innkapslingen; på den måten kan magnetfeltene ikke påvirke spenningsforsterkertrinnene. I tillegg er det også mulig å plassere likeretteren og filterkondensatorene i denne innkapslingen. En kan da bruke løsningen i Figur 3 når det brukes en felles transformator for de to kanalene. Isåfall kan likeretteren D97 og kondensatoren C98 i skjemaet ovenfor utelates, og den positive og negative spenningen tilkoples V+ og V- terminalene istedenfor. Det anbefales imidlertid fortsatt å beholde kondensatorene C42 og C43 på kretskortet. Dette gir en ytterligere reduksjon i rippel og støy. Forsyningsspenningen til spenningsforsterkeren bør være noen få volt høyere enn forsyningsspenningen til bufferforsterkeren, ihvertfall 3 V høyere.

Monteringsveiledning

Stykklisten gjelder for både kretskortene og strømforsyningen.

Bufferforsterker

Kretskortet (PCB) måler ca 137x39 mm, se komponentplasseringen for både buffer- og spenningsforsterkeren her. Utlegget er vist her. Med unntak av effektmotstandene kan det brukes 1/2 W metallfilmmotstander med 1 % toleranse. Effektmotstandene i stykklisten er ikke induktive, alternativt kan de erstattes av effektmetallfilmmotstander (f.eks. 2 W) i parallell. Det er brukt vanlige 3 mm røde LED for D103/104. Alternativ for paret 2SC1775/2SA872 brukt for Q107/Q108 er f.eks. 2SC1815/2SA1015 elller 2SC2240/2SA970. 2SC3421/2SA1358 brukes til bias-generator og driver. Disse kan erstattes av 2SC4793/2SA1837. Vær sikker på at pinneplasseringen er korrekt ved alternative typer når disse monteres på kretskortet.

Utgangstransistorene som brukes for Q121/Q122, er det velkjente paret 2SC2922/2SA1216 fra Sanken. Hvis du ser etter erstatning for disse, forsikre deg om at de er komplementære og kan tåle det nødvendige effektforbruket. Paret kommer i en sjelden plastinnkapsling, noe som gjør det nødvendig å montere dem direkte på kjølefinnen. Dette er også gjort for driverne (Q118/Q119) og bias-transistorene (Q109/Q110). Det er også en god ide å montere kretskortene direkte på kjølefinnene.

Utgangene fra transformatoren føres til likeretterne som vis i strømforsyningsskjemaet i Figur 3. Opsjonelt kan du bruke sikringer her, i tilfelle likeretterne skulle bryte sammen. Du kan bruke prinsippet med stjernejord her; dvs. bruk en felles forbindelse mellom filterkondensatorene (C1-4) til chassis, hvor du også forbinder midtpunktet fra transformatoren. Phonosokkelens jordterminal forbindes til (nær inngangen) og (jord-) skjermen til phonokabelen forbindes ikke til kretskortjord. Innerlederen til phonokabelen forbindes til kretskortet i punktet merket med 'IN'. Fra høyttalerutgangen tvinnes de to lederne og festet til kretskortet i de to punktene merket med 'OUT' og 'GND'. Sistnevnte forbindes til minuslederen. Alle forbindelser bør være så korte som mulig. Hvis noen form for ustabilitet eller støy skulle forekomme, er sannsynligheten stor for at grunnen er dårlig utført kabling (f.eks. jordsløyfer).

Spenningsforsterker

Kretskortet (PCB) måler ca 137x75 mm (Utlegget er vist her, se her for komponentplasseringen). Alle motstandene kan være 1/2 W metallfilmmotstander med 1 % toleranse. Det er alltid en god ide å begynne monteringen med de passive komponentene. Vent imidlertid med å montere motstanden R96 i DC Servoen (Figur 5). JFET'ene 2SK170BL/2SJ74BL bør brukes for J15/J16. Verdien på P17 er valgt til å gi en strøm på 5-7 mA fra JFET'ene. Transistorene 2SC3421/2SA1358 er brukt for utgangstransistorene Q38/Q39. Disse kan erstattes av 2SC4793/2SA1837. Motstandene R40/R41 fastlegger hvilestrømmen til disse transistorene til omkring 20 mA med de viste verdiene. Vær oppmerksom på at hvis du ønsker å øke hvilestrømmen, kan det være nødvendig å montere små kjølefinner på disse transistorene. For de andre bipolare transistorene i spenningsforsterkeren (Figur 4), har jeg brukt paret 2SD756 (NPN) og 2SB716 (PNP). Disse transistorene er 0,9 W typer, men med samme egenskaper som 2SC1775/2SA872 vist i skjemaet.

I DC-servoen (Figur 5) har jeg brukt de bipolare transistor-typene som er vist i skjemaet. Her er det mulig å bruke alle parene 2SD756/2SB716, 2SC1775/2SA872 og 2SC2240/2SA970. I strømforsyningen på kortet (Figur 6) har jeg brukt paret 2SC1815/2SA1015. Disse er ganske lineære for høyere kollektorstrømmer, men kan erstattes av de andre parene nevnt tidligere. Vær sikker på at pinneplasseringen er korrekt ved alternative typer når disse monteres på kretskortet. Husk å montere kompensasjonskondensatoren på loddesiden mellom base og kollektor på Q92 i DC-servoen (Figur 5).

De andre komponentene skulle det ikke være noen problemer med, men bruk LM329 som en spenningsreferanse, siden den genererer mye mindre støy enn en vanlig zenerdiode. JFET'ene i DC-servoen (Figur 5) og i spenningsforsyningen på kortet (Figur 6) er ikke kritisk, men jeg har brukt 2SK170BL. Hvis du plasserer transformator, likeretter og filterkondensatorer i bufferforsterkerens innkapsling, i henhold til skjemaet i Figur 3, vær oppmerksom på eventuelle jordsløyfer. En enkel måte å redusere risikoen på, er i spenningsforsterkeren å bruke en 10 ohm motstand fra jordinngangen til chassis for (se Figur 6). dette vil danne en spenningsdifferanse mellom jord i bufferforsterkeren og spenningsforsterkeren.

Hvis du bruker konseptet i Figur 1, kan du velge en verdi på volumpotensiometeret P1 etter eget hode. Og hvis du foretrekker å ha en fjernkontrollert volumkontroll, kan du velge et Alps type potensiometer. Antallet signalinnganger er selvfølgelig opp til deg. Hvis du virkelig trenger en Tape utgang, bør du vurdere lasten på denne (eller ta ut forbindelsen når den ikke er i bruk). Releet K99 aktiviseres når RL (X9) er jordet. Hvis den uregulerte spenningen er mye høyere enn 24 V DC, vil du trenge en seriemotstand til jord. Den enkleste måten å aktivisere releet (K99) på, er å bruke en bryter. Hvis du ikke trenger en hodetelefonuygang, trenger du ikke releet (og motstanden R26).

Oppstart og justering

Bufferforsterkeren

Det anbefales å bruke en variabel transformator eller variabel DC spenningsgenerator første gang forsterkeren startes opp. Når forsyningsspenningen økes, justeres offsetspenningen på utgangen ved hjelp av potensiometeret P114 til å være tett på 0 V DC med inngangen kortsluttet. Med de oppgitte verdiene i stykklisten vil forsterkeren yte 30 W RMS i 8 ohms last. Dette krever en hvilestrøm på minimum 1,4 A for klasse A drift. Kjølefinner med en kapasitet på minimum 0.35K/W anbefales. Kontroller at hvilestrømmen er ca 1,8 Ampere. Jeg anser at dette er omtrent optimalt for en 30 W forsterker. Motstandene R111 og R112 brukes for å endre hvilestrømmen; lavere verdier gir lavere strøm. Hvis du øker hvilestrømmen, ikke klem kjølebehovet.

Se på utgangen med et oscilloskop, om mulig. Det bør ikke være noe annet enn svært lite støy her hvis alt er OK. Når temperaturen øker, kan det være nødvendig å etterjustere offset. Offset-spenningen vil normalt variere noe, men bør ikke overstige 100 mV. Hvilestrømmen bør stabilisere seg når kjølefinnene når sin arbeidstemperatur. Hvis den forsetter å øke etter en time, er det noe galt. Hvis du ønsker, kan du teste denne forsterkeren med en signalgenerator. For 30 W RMS utgangseffekt er spenningen på inngangen ca 21,8 V spiss for en last på 8 ohm.

Utgangseffekten til denne forsterkeren kan økes til 50 W RMS i klasse A. Dette kan gjøres ved å bruke en toroid transformator på 2x22 V istedenfor 2x18V. Hvilestrømmen bør da økes til 2 Ampere eller mer. Kjølebehovet er imidlertid stort og bør ikke undervurderes. Det er viktig å få med seg at en dobling av utgangseffekten ikke nødvendigvis gir en subjektiv oppfattelse av en mer kraftfull forsterker, men en klasse A forsterker oppfattes generelt som mer kraftfull enn en klasse B (eller A/B) forsterker.

Spenningsforsterker

Start med å forbinde forsyningsspenningen til kretskortet og kontroller den regulerte forsyningsspenningen. Denne skal være ca 28 V med de viste komponentverdiene. Hvis du har muligheten, kan du sjekke disse utgangene for rippel og støy. Neste punkt er å sjekke utgangen av DC-servoen ved sammenkoplingspunktet mellom Q92 og R93 uten R96 montert. Legg sammenkoplingspunktet mellom R79 og C80 (på inngangen av DC-servoen) til jord og sjekk utgangen på DC-servoen. Hvis denne spenningen er mange mV fra eksakt 0 V, kan du endre verdien på R81. Normalt skal det være tilstrekkelig å endre denne verdien bare litt. Fjern så kortslutningen (til jord).

Etter dette, juster offset-potensiometeret P17 slik at utgangen på spenningsforsterkeren er nær 0 V DC. Monter nå motstanden R96. Utgangen på spenningsforsterkeren skal nå være bare noen få mV fra 0 V DC. Du bør sjekke spenningen over R40 (og R41), den bør være ca 0,45 V. Hvis du ønsker å bruke høyere strøm her, vær sikker på at transistorene (Q38/Q39) ikke blir for varme.

Den komplette forsterker

Nå er tiden kommet til å teste den komplette forsterkeren, dvs. spenningsforsterkeren etterfulgt av bufferforsterkeren, med en signalgenerator. For 30 W RMS utgangseffekt (ca 21,8 V spiss utgangsspenning over 8 ohm last) er den nødvendige spenningen på inngangen ca 0,45 V RMS. Hvis du har muligheten, kan du teste forsterkeren for forvrengning, båndbredde, Slew Rate osv.

Noen måleresultater

Følsomhet:
Inngangsimpedans:
Utgangseffekt:
Utgangsimpedans:
Båndbredde (småsignal)
Slew Rate:
THD ved 10 V RMS:
Stige-/Fall-tid:

0,45 V
220 kohm||30 pF
30 W RMS
< 0.2 ohm, 2 grader (1Hz-100kHz)
DC-1,2 MHz
< ± 200 V/µs
0.02 % (200 Hz, 1 kHz and 5 kHz)
< 1 µs


 

 [Hjem]

Copyright©2008
Knut Harald Nygaard