Klasse A Forsterkere

Innledning

Klasse A forsterkere har alltid hatt godt rykte innen audiokretser. Så lenge en snakker om laveffekt konstruksjoner, vil disse være konstruert etter dette prinsippet. Når det kommer til audio effektforsterkere, er bildet imidlertid et helt annet. Her domineres utbudet av klasse B og A/B forsterkere, mens klasse A hører til sjeldenhetene. I denne artikkelen skal vi se på prinsippene for de forskjellige typer.

Definisjoner

 

Figur 1

For å forklare forskjellen på klasse A, B og A/B, er det enklest å ta utgangspunkt i selve strømforsterkeren, typisk for en rekke effektforsterkere. I figur 1 er skissert en typisk komplementær utgave.

Transistorene Q1 og Q2 utgjør driverne, mens Q3 og Q4 utgjør effekttransistorene. Motstandene R1 og R2 setter arbeidspunktet ID for driverne mens motstandene R3 og R4 forhindrer termisk ’runaway’ for arbeidspunktet IQ for effekttransistorene. Forspenningen VBIAS setter således tomgangsstrømmen IQ. For klasse A kreves at verken Q3 eller Q4 slås av ved maksimalt spenningssving til lasten RL.

Normalt vil en beregne tomgangsstrømmen ut fra kontinuerlig utgangseffekt. Følgelig er minimum tomgangsstrøm gitt ved IQ = Ö(P/2RL).

For P = 25 W RMS og RL = 8 ohm kreves følgelig IQ = 1.25 A, som er halvparten av den maksimale strøm levert til lasten. For 100 W RMS kreves tilsvarende en tomgangsstrøm på minimum IQ = 2.5 A. Spenningssvinget til lasten i de to tilfellene er hhv minimum 20 V spiss og 40 V spiss. Forsyningsspenningen må i praksis settes noe høyere enn dette pga spenningsfall over transistorer og motstander.

Dersom tapet i drivere og motstander ikke tas med, fås en virkningsgrad på 50 %. For 25 W RMS utgangseffekt dissiperer følgelig Q3 og Q4 50 W, mens de for 100 W RMS tilsvarende dissiperer 200 W. Legg forøvrig merke til at virkningsgraden for dette push pull utgangstrinnet er den dobbelte av virkningsgraden for et 'single ended' (konstantstrøm) utgangstrinn.

Nå høres kanskje ikke 50 % virkningsgrad så aller verst ut, men den er beregnet ved full kontinuerlig sinusformet utgangseffekt. Et musikksignal ville høres forferdelig kjedelig ut dersom det bestod bare av en tone og ble spilt for fullt. I virkeligheten vil virkningsgraden være mye lavere, foruten lasten vil den være avhengig av musikkinnholdet og nivået det spilles ved. Effektdissipasjonen vil imidlertid være den samme.

Tas en 100 W forsterker som eksempel, vil effekttransistorene alene som nevnt dissipere mer enn 200 W. Dette krever kjøling, ja endog mye kjøling. Hvis en tar som eksempel en konvensjonell kjølefinne (med isolasjonsskiver mv.) som har en effektiv termisk motstand på 0.25 W/K, vil temperaturen stige med over 50 grader. Når vi så legger til at kjølefinner ikke er rett billige, har vi allerede to grunner til å unngå klasse A drift.

I tillegg setter den høye tomgangsstrømmen store krav til strømforsyningen. For å holde rippelen på et rimelig lavt nivå, må både transformator og elektrolytter være i Rolls Royce klassen. Siden det utvikles en god del varme, er det ikke tilstrekkelig å velge stor nok verdi, de bør heller ikke tørke ut i løpet av de første årene. Av det ovenstående burde det fremgå at en ikke velger klasse A drift for å spare penger.

Ved å redusere forspenningen VBIAS slik at IQ er mindre enn halve spisstrømmen til lasten ved full utgangseffekt, vil forsterkeren arbeide i klasse A/B. Reduseres VBIAS ytterligere, vil vi komme til det punkt som kan defineres som klasse B. I faglitteraturen ses av og til at IQ = 0 defineres som klasse B. Dette smaker imidlertid mer av klasse C, idet en ikke har noen formening om størrelsen av signalpåtrykket som må til for å få Q3 og Q4 til å lede.

Normalt vil en derimot sette IQ til noen mA. Det finnes en optimal innstilling av VBIAS her. Denne finnes enklest ved å påtrykke et sinusformet signal og stille inn VBIAS til overharmoniske komponenter sett på en spektrumsanalysator er minimum. Den optimale innstilling av VBIAS kan også gjøres vha. et oscilloskop. Utgangssignalet skal da se sinusformet ut, men det sier seg selv at denne metoden ikke er fullt så pålitelig.

Både dersom tomgangsstrømmen er for lav og for høy, vil de overharmoniske komponentene øke. Det er således gode grunner til å holde denne optimale innstillingen av tomgangsstrømmen. I praksis er det vanskelig å holde denne fast, dette skyldes ikke minst termiske variasjoner. Dersom IQ er for høy her, svarer dette til klasse A/B. Det er således ikke gitt at klasse A/B er bedre enn optimal klasse B, men mer om dette senere.

 

Klassekampen

I motsetning til klasse A fås cross over forvrengning som skyldes at overgangen mellom effekttransistorene ikke er komplementær. I motsetning av hva som tidvis påstås i faglitteraturen, kan aldri strømmen til lasten bli sinusformet (for sinusformet påtrykk) selv om effekttransistorene er eksakt komplementære. I tillegg til cross over forvrengning fås svitsjing forvrengning. Denne oppstår siden transistorene skal slås på og av.

For effektforsterkere er denne typen forvrengning alvorlig siden det ligger i sakens natur at det blir snakk om store ladninger som skal flyttes, og dette tar tid. I sum vil cross over og svitsjing forvrengning produsere overharmoniske komponenter av bla. ulike orden. Siden disse oppfattes av øret på samme måte som klipping av signalet, er det unødvendig å si at resultatet ikke er noe særlig ørevennlig.

Den enkleste måten å redusere forvrengningen på, er å benytte negativ tilbakekopling i en eller annen form. De overharmoniske komponenter kan da dempes med typisk 20-30 dB dersom de ligger innenfor audio-området. Metoden har sine begrensninger, idet nivået på disse overharmoniske relativt sett vil øke med frekvensen fordi tilbakekoplingsgraden normalt vil falle med frekvensen. I tillegg vil også like harmoniske bli dempet med omtrent samme forhold, idet tilbakekoplingen i seg selv normalt ikke gjør noe med fordelingen mellom mer vellydende like harmoniske og de ulike harmoniske.

Det finnes flere metoder for å redusere forvrengningen. Vi skal her nøye oss med å se på et par av dem. For det første kan nivået på komponentene som skyldes svitsjeforvrengningen reduseres ved en enkel modifikasjon av figur 1, se figur 2.

Figur 2

I forhold til figur 1 ses at Q1 og Q2 ikke vil slås av selv om Q3 og Q4 gjør det. Det finnes nå en vei for å kunne tømme effekttransistorene. Siden svitsjing forvrengningen oppstår fordi transistorene slås av, kan det være en del å vinne på å    hindre dette. Dette leder til såkalte ’Non Switching’ effektforsterkere. Betegnelsen er adskillig mer edruelig enn ’New Class A’, ’Optical Class A’ eller hva de nå heter.

En mye anvendt metode er å måle strømmen gjennom effekttransistorene enten direkte eller indirekte. Dersom strømmen blir for lav, økes forspenningen VBIAS. Metoden er brukbar dersom strømmen til lasten ikke er altfor stor. Det bør imidlertid ikke underslås at metoden kan ha hørbare bivirkninger, idet bias-spenningen glir som funksjon av    musikksignalet, endog med en liten tidsforsinkelse. Andre metoder baserer seg på bruken av andre forspenningsmetoder enn vist i figur 1 og 2. De ses imidlertid atskillig    sjeldnere i effektforsterkere

Når vi nå har sett på metoder for å redusere svitsjing forvrengningen, er det så intet å gjøre med cross over forvrengningen? For klasse B forsterkere kan en unngå å bruke det komplementære paret, dermed kan en unngå cross over forvrengningen. I stedet får en da ”bare” svitsje-forvrengningen å slåss mot. For forspenningsmetoden i figur 1 og 2 kan cross over forvrengningen ikke elimineres med mindre en opererer i klasse A.

Ved å øke tomgangsstrømmen betydelig ut fra klasse B, kan imidlertid overgangsdistorsjonen flyttes til å oppstå ved høyere utgangseffekter. En klasse A/B forsterker på 100 W RMS kan f.eks. operere med en tomgangsstrøm på 1.25 A, svarende til en klasse A utgangseffekt på 25 W RMS. I mesteparten av tiden vil følgelig forsterkeren normalt operere i klasse A. Cross over forvrengningen vil nå skje ved et høyere effektnivå.

For det første vil forvrengningen skje ved høyere nivåer, noe som øret oppfatter som mer riktig. For det andre vil det verken has svitsjing eller cross over forvrengning ved lavere nivåer, der øret er mest følsomt. En forvrengning som øker med minkende utgangseffekt, er ikke ørets livrett. En klasse B forsterker med svitsjing og cross over forvrengning er således lik en CD spiller i så måte. Det er således ikke noe uforklarlig i at en CD spiller med rør utgangstrinn (i klasse A) som produserer forholdsvis høy like harmonisk forvrengning har godt ry for sin 'musikalitet'.

Av det foregående burde det fremgå at klasse B og klasse A/B forsterkere ikke kan bringes til å gi samme lydkvalitet som klasse A forsterkere ut fra deres produksjon av ikke hørevennlig forvrengning som skyldes transistorene brukt som brytere. I tillegg vil den harmoniske forvrengning også være høyere selv når transistorene befinner seg i det normale aktive området. Dette skyldes at utsvinget fra arbeidspunktet vil være stort selv for små signaler til lasten. Noen ganger ses derfor benyttet en strømforsterker som vist i figur 3a.

   

Figur 3a

Figur 3b

Optimalt arbeidspunkt er lettere å holde med denne såkalte compound emitterfølgeren siden det bare has to base-emitter overganger i stedet for fire. Forvrengningen er også lavere siden det i prinsippet has to felles emitter trinn med tilbakekopling. Svitsjeforvrengningen er imidlertid høy siden driverne i prinsippet slås av når effekttransistorene gjør det. En annen ulempe er at det kan fås parasittiske oscillasjoner, særlig ved komplekse laster. Med hurtige transistorer kan koplingen svinge lystig. Etter å ha prøvd den, er den ikke forfatterens førstevalg selv for klasse A forsterkere.

Den modifiserte utgaven i figur 3b beholder stort sett de gode egenskapene til den foregående, men er atskillig mer stabil takket være lokal tilbakekopling for effekttransistorene. Dessuten slås ikke driverne fullt så tidlig av selv om effekttransistorene gjør det. Pga. god termisk stabilitet, lav forvrengning og forholdsvis enkel oppbygning, er denne strømforsterkeren et godt valg for en klasse A effektforsterker.

Det er en utbredt misforståelse at klasse A forsterkere trenger overdimensjonerte strømforsyninger sammenlignet med klasse B og A/B forsterkere. Det er imidlertid lett å underdimensjonere spenningsforsyningen til klasse B forsterkere i særdeleshet. Disse trekker svært liten strøm uten signalpåtrykk med svært liten rippel til følge. Med signalpåtrykk stiller forholdet seg dramatisk annerledes, i motsetning til klasse A forsterkere. Ved klasse B er strømtrekket nærmest halvlikerettet sinusformet ved sinusformet påtrykk. Ved klasse A er strømtrekket sinusformet ved sinusformet påtrykk (dvs. det trekkes en midlere konstant strøm fra forsyningen).

Forsynes de to kanaler fra samme forsyning, forverres forholdet ytterligere ved at det i tillegg fås overhøring mellom de to kanaler. Global tilbakekopling (utgangssignalet må sammenlignes med et signal som ikke har noen forbindelse til forsyningsspenningene) kan dempe noen av disse overharmoniske komponentene fra å nå høyttaleren. En ytterligere forbedring kan oppnås ved å la forsyningen representere en uhyre lav impedans sett fra forsterkeren, dvs. bruk av store kapasitansverdier eller en kraftig regulert forsyning.

Botemidlet er å konstruere spenningsforsterkeren til å ha en meget høy PSRR. I tillegg må forsyningen til spenningsforsterkeren iallfall RC-filtreres. Det beste er selvfølgelig, som mange gjør, å bruke helt separat forsyning til spenningsforsterkeren. Noen gjøres også regulert for å minske impedansen. Selv om forsyningen til denne delen er kritisk, idet det has spenningsforsterkning, opereres denne delen forhåpentligvis i klasse A. Det er m.a.o. bare rippel (og støy) å ta hensyn til, slik at RC-filtrering er tilstrekkelig i de fleste tilfeller der separat forsyning benyttes.

Siden inngangsimpedansen til strømforsterkeren for en klasse B forsterker vil variere sterkt rundt overgangsområdet, representerer dette en svært ulineær last for spenningsforsterkeren. Dette medfører at denne vil forvrenge mer enn hva tilfellet er for klasse A, der inngangsimpedansen er tilnærmet mer konstant. Utgangsimpedansen vil for klasse B også utvise en stor variasjon rundt overgangsområdet, i motsetning til i klasse A, der denne også vil være konstant lavere takket være stor strøm i utgangstransistorene.

Negativ tilbakekopling kan redusere utgangsimpedansen, men ikke den relative variasjonen for klasse B og A/B. Så lenge utgangsimpedansen ikke stiger nevneverdig med frekvensen i det hørbare området, representerer dette et mindre problem. Noen benytter en forholdsvis lavohmig last for spenningsforsterkeren. Dette reduserer virkningen av strømforsterkerens ulineære belastning, samtidig som Early-effekten minimaliseres. Samtidig blir strømforsterkeren tilnærmet spenningsdrevet, noe som er en fordel ved komplekse laster. Utgangsimpedansen reduseres også.

Metoden er imidlertid ikke uten ulemper, idet spenningsforsterkeren må kunne levere høyere strøm til den lave ohmske lasten, dette gir økt forvrengning. Andre konstruktører stoler derfor helt på negative tilbakekoplingsverdier av astronomisk størrelse for lave frekvenser og kompensasjonskondensator som gir spenningsdrivning for høye frekvenser. Slike forsterkere har en typisk OPAMP-karakteristikk med lav grensefrekvens i åpen sløyfe og forholdsvis lav Slew Rate verdi (pga. stor kompensasjonskondensator).

 

Valget av klasse A

Av det foregående burde det fremgå at valget av klasse A ikke skjer ut fra ønsket om å være sær. Tvert imot er det ikke vanskelig å finne gode argumenter for å la forsterkeren arbeide i klasse A.

Fordelene kan sammenfattes slik:

Det siste punktet refererer seg til både mekanisk og elektrisk konstruksjon. I tillegg til f.eks. de punkter som gjelder metoder for å redusere cross over og svitsje forvrengningen, kan her kort nevnes mønsterkort layout, ledningsdragning mv. som er uhyre kritisk for klasse B forsterkere.

Negativ tilbakekopling er flere ganger nevnt som en plausibel metode for å kunne bedre, men ikke eliminere, uhumskheter som klasse B og A/B produserer (Det lages faktisk også slike forsterkere uten global tilbakekopling som lyder godt). Som det har fremgått, er en strømforsterker med tilhørende forsyning uten noen mulighet for feilkorrigering nødt til å bli det svake punkt. En klasse A forsterker konstruert uten noen form for global tilbakekopling er en atskillig mer takknemlig oppgave. Negativ tilbakekopling har imidlertid sine fordeler:

Siden tilbakekoplingen også vil prøve å korrigere for drift i arbeidspunktet pga. temperaturen, kan DC servo eller kondensator unngås. På samme måte vil forstyrrelser på utgangen av forsterkeren bli korrigert vha. tilbakekoplingen.

Så kan en selvfølgelig spørre om noe går tapt ved anvendelse av global negativ tilbakekopling. Forfatteren har laget flere klasse A forsterkere både med og uten tilbakekopling som lyder ganske utmerket. Forfatteren anser at lineariseringen av forsterkeren er den viktigste gevinsten ved tilbakekopling. Det er vanskeligere å lage lineære forsterkere uten tilbakekopling enn med. Uten tilbakekopling er normalt forvrengningen ved høye nivåer stor, og det kreves mer kompliserte kretsløp for å få redusert denne. Det er meget vanskelig å sammenligne motkoplede og umotkoplede forsterkere, selv om det kanskje kan påstås at motkoplede forsterkere later til å komprimere lyden og gi mindre transparent resultat. Men forskjellene er i alle tilfelle marginale. Utfordringen er ofte tosidig: å lage en forsterker med negativ tilbakekopling som bevarer de gode egenskaper fra en umotkoplet eller å lage en umotkoplet forsterker som har en tilstrekkelig linearitet.

 

Copyright©1999

Knut Harald Nygaard