DC-koplede forsterkere for audio

 

1. INNLEDNING

2. DIFFERENSIALFORSTERKEREN

2.1 DIFFERENSIALFORSTERKERTRINNET

2.2 LIKESTRØMSFORHOLD

2.3 SMÅSIGNALEGENSKAPER

2.3.1 Differensielt inngangstrinn

2.3.2 'Common Mode' inngangstrinn

3. OPERASJONSFORSTERKEREN

3.1 TRANSKONDUKTANS INNGANGSTRINN

3.2 TRANSRESISTANS MELLOMTRINN

3.3 SPENNINGSFØLGER

3.4 KOMPLETT FORSTERKER

4. 'CURRENT FEEDBACK'

 

1. INNLEDNING

Vi skal her se på DC-koplede forsterkere. Vi vil begynne med differensialtrinnet, for deretter å se på den spenningstilbakekoplede operasjonsforsterkeren. Avslutningsvis skal vi ta for oss den strømtilbakekoplede forsterkeren.

Differensialforsterkeren er en av lineærteknikkens viktigste forsterkerkoplinger. Den har en mengde egenskaper som gjør den spesielt egnet som inngangstrinn i forsterkere, f.eks. er den alltid benyttet i operasjonsforsterkere med spenningstilbakekopling.

I tillegg kan nevnes oppstillingens evne til å undertrykke selv store støysignaler som (kanskje) det lave inngangssignalet måtte ligge overlagret på.

Ellers har koplingen en forholdsvis liten likespenningsdrift som gjør den velegnet til likestrømsforsterker (DC-forsterker). Den ekstra høyohmige inngangsterminalen er bl.a. ideell for tilførsel av et motkoplingssignal.

Når det i tillegg tilføyes at koplingen er velegnet som balansert blander og modulator samt som analog multiplikatorkopling, ses at det alt i alt er tale om en bredt anvendelig byggekloss.

Den strømtilbakekoplede operasjonsforsterkeren ('Current Feedback Operational Amplifier') er en forholdsvis ny 'oppfinnelse'. Den er kjennetegnet ved meget stor hurtighet (høy 'Slew Rate' verdi) og meget høy båndbredde sammenlignet med den konvensjonelle spenningstilbakekoplede operasjonsforsterkeren. Imidlertid er nøyaktigheten noe dårligere, hovedsakelig p.g.a. en lavohmig inverterende inngang.

 

2. DIFFERENSIALFORSTERKEREN

Vi skal her konsentrere oss om differensialforsterkerkoplingens anvendelse som småsignalforsterker. Generelt sagt er differensialforsterkerens funksjon å forsterke differansen mellom to signaler. Prinsippet for en differensialforsterkerkopling er vist i figur 2.1.

dcff1

Figur 2.1. Differensialforsterker med signalpåtrykk.

Signalspenningen uD ønskes forsterket. Siden denne ikke har direkte forbindelse til jord, kalles den differensiell inngangsspenning.

Signalspenningen kan dessverre ofte ligge overleiret en uønsket støyspenning uCM (Common Mode: Felles modus). Støyspenningen uCM kan i praksis være oppstått som følge av jordsløyfer, induktivt eller kapasitivt oppsamlet støy på kabelen m.v. Fenomenet er illustrert i figur 2.2 med et eksempel der støyspenningen er større enn signalspenningen.

Den ideelle differensialforsterker vil ha høy forsterkning for signalspenningen uD, men uendelig dempning av støyspenningen uCM. Figur 2.2a viser det ønskede signalet uD som skal forsterkes. Signalet kan måles mellom forsterkerens inngangsterminaler 1 og 2. Signalet er her vist med en frekvens på 1 kHz..

dcff2

Figur 2.2a. Ønsket signalspenning uD.

Figur 2.2b viser det uønskede jordsløyfesignalet uCM som skyldes forskjellen mellom de to jordpotensialer. Signalet kan måles mellom forsterkerens inngangsterminal 2 og jord. Signalet er her vist med en frekvens på 50 Hz (f.eks. som følge av nettbrum). Bemerk amplituden.

dcff3

Figur 2.2b. Uønsket støyspenning uCM.

Figur 2.2c viser det resulterende signalet u1 som kan måles mellom forsterkerens inngangsterminal 1 og jord. Bemerk at støyspenningsbidraget er det dominerende.

dcff4

Figur 2.2c. Resulterende inngangsspenning u1 på forsterkerens inngangsterminal.

Differensiell forsterkning er gitt ved (se figur 2.1):

AD = uO/uD (2.1)

Felles modus (Common Mode) forsterkning er gitt ved:

ACM = uO/uCM (2.2)

Det er ønskelig at ACM er så nær 0 som mulig. I praksis vil imidlertid denne ha en verdi som er større enn 0, men mindre enn 1. Det er derfor definert en størrelse som angir kvaliteten av den aktuelle differensialforsterkeren, kjent som balansedempningen (Common Mode Rejection Ratio, CMRR). Denne oppgis som oftest i dB og er definert som:

CMRR = 20 lg |AD/ ACM| (2.3)

Måleoppstillingen i figur 2.3 anvendes ved måling av AD og ACM. Det er med andre ord ønskelig at CMRR har så høy verdi som mulig.

dcff5

a.

b.



Figur 2.3. Måleoppstilling for måling av hhv AD (a) og ACM (b).

CMRR er en av de mest fremtredende datastørrelser for f.eks. operasjonsforsterkere. Her vil det være første trinn, en differensialforsterker, som er bestemmende for verdien. Typiske verdier for vanlige operasjonsforsterkere er 90-100 dB.

2.1. DIFFERENSIALFORSTERKERTRINNET.

Figur 2.4 viser et ganske typisk differensialforsterkertrinn. Forsterkertrinnet forsynes fra to symmetriske forsyningsspenninger. For dette trinnet ønsker man et stort spenningsfall over motstanden R0.

dcff6

Figur 2.4. Differensialforsterkertrinn.

Basemotstandene RB1 og RB2 fastholder basene på tilnærmet jordpotensial. Ofte vil man kunne lage direkte kobling mellom signalkilde og forsterker, slik at overføringskondensatorene og eventuelt basemotstandene kan utelates.

Emitterdegenereringen vha. motstandene RE1 og RE2 er nødvendig ved diskret oppbygging, store signalpåtrykk og/eller ved signalbehandling for høye frekvenser (f.eks. videosignaler).

Det ses at det er flere måter å ta ut utgangssignalet på. Dette kan skje enten differensielt mellom kollektorene, uOD = uC2 - uC1, eller 'Single Ended', uO = uC1 eller uC2.

I den ideelle differensialforsterker skal transistorene være fullstendig parret, slik at følgende betingelser er oppfylt:

IC1 = IC2, hFE1 = hFE2, UBE1 = UBE2, ß1 = ß2 (gm1 = gm2).

Disse kravene kan naturlig nok ikke oppfylles i praksis, men man kan komme langt på vei ved å integrere de to transistorer på samme brikke.

Oppstillingens virkemåte forklares lettest ved å tenke seg at uD ved et gitt tidspunkt har den angitte polaritet som vist i figuren. Basen på transistoren Q1 går således positiv, mens basen på Q2 går negativ. Følgelig vil IC1 øke mens IC2 vil avta med samme tallverdi.

Resultatet er to like, men motsatt rettede kollektor-spenningsendringer uC1 og uC2. Tas signalet ut differensielt som uOD, vil man derfor få den dobbelte utgangsspenning.

Da kollektorstrømendringene i Q1 og Q2 numerisk har samme verdi, men motsatt rettet, er strømmen i R0 konstant. Det løper mao ingen signalstrøm, forårsaket av den differensielle inngangsspenningen uD, i denne motstanden.

Tilføres oppstillingen et felles modus signal uCM samtidig som uD = 0, vil de to basene følge hverandre signalmessig. Spenningen uCM vil overføres direkte til R0, og det vil løpe en signalstrøm i motstanden. Denne vil splitte seg opp i to like emitterstrømmer for de to parrede transistorene.

Resultatet blir to identiske kollektorspenningsendringer som er i fase. Benytter man differensiell utgang, er uOD derfor 0, dvs at uCM er undertrykt på utgangen. Med 'Single Ended' utgang vil som nevnt de to kollektor signalspenningene uC1 og uC2 være tilstede.

2.2. LIKESTRØMSFORHOLD.

Vi skal her se på differensialforsterkerens likestrømsforhold, se figur 2.5. La oss forutsette at hFE >> 1, slik at vi kan se bort fra basestrømmene. Samtidig vil vi forutsette at transistorene er parret, slik at hFE1 = hFE2 og UBE1 = UBE2.

dcff7

Figur 2.5. Likestrømsekvivalent for differensialforsterkertrinn.

Den samlede emitterstrøm vil være gitt ved:

I0 = (UEE-UBE-IERE)/ R0 (2.4)

Da transistorene antas parret, deles I0 likt mellom Q1 og Q2, følgelig has:

IC1 = IC2 = I0/2 (2.5)

Da de to kollektormotstandene er like, blir:

UCE1 = UCE2 = UCC + UBE - ICRC (2.6)

I praksis vil det alltid være noe forskjellig hFE for de to transistorene, samtidig som det vil være noe forskjellig UBE. Resultatet er en viss ubalanse mellom IC1 og IC2.

Er oppstillingen i figur 2.5 utsatt for 'Common Mode' signaler med stor amplitude, vil spenningsendringene over R0 være tilsvarende stor. Dette medfører at IC1 og IC2 kan variere så mye at Q1 og Q2 i verste fall drives i metning. Derfor erstattes R0 som oftest med en DC konstantstrømsgenerator. Denne kan f.eks. utføres så enkelt som vist i figur 2.6.

dcff8

Figur 2.6. Differensialtrinn med konstantstrømgenerator.

Q3 virker som konstantstrømgeneratoren, idet dens base holdes på et fast potensial vha. den "stive" spenningsdeleren bestående av R1 og R2. Spenningen over R3, og dermed Q3's kollektorstrøm, er således konstant og tilnærmet uavhengig av eventuell 'Common Mode' inngangsspenningsendring. Det ses at IC3 = I0.

Under likestrømsdimensjoneringen må man sørge for at spenningen over R3 velges slik at det alltid er en viss minimum kollektor-emitter spenning over Q3, selv ved størst mulig negativ 'Common Mode' inngangsspenningssving.

Strømgeneratorens dynamiske utgangsmotstand er meget stor, idet Q3 i realiteten er koplet i felles base. Pga. kondensatoren C vil denne være gitt som:

Ro = rce (2.7)

2.3. SMÅSIGNALEGENSKAPER.

Vi skal her se nærmere på differensialtrinnets småsignaldata. Vi vil først se på responsen på et differensielt inngangssignal, dernest på et 'Common Mode'inngangssignal. I figur 2.7 er vist skjema for trinnet som ønskes analysert.

dcff9

Fig. 2.7. Differensialtrinn med emitterdegenerering.

Vi vil anta at transistorene er fullstendig tilpasset, samt at resistansene er fullstendig like. Dette medfører at både transkonduktans og strømforsterkning er lik for de to transistorene.

2.3.1. Differensielt inngangssignal.

Siden ig = ib1 = -ib2, er den differensielle inngangsspenningen for ß>>1 gitt ved:

uD = 2ig(rbe + ßRE) (2.8)

De to kollektorspenningene uc1 og uc2 vil være gitt ved:

uc1 = -ßigRC (2.9a)


uc2 = ßigRC (2.9b)

Bemerk at disse to signalene er i motfase. Det ses følgelig at differensialtrinnet kan deles opp i to like deler, der punktet A ligger på virtuell jord. Det differensielle utgangssignalet blir dermed:

uOD = uc2 - uc1 = 2ßigRC (2.10)

Den differensielle forsterkningen (gitt ved (2.1)) blir dermed:

AD = uOD / uD = ßRC/(rbe + ßRE) (2.11)

Tas signalet ut 'Single Ended', f.eks. som uC2, blir forsterkningen:

ASD = uC2/uD = ßRC/2(rbe + ßRE) (2.12)

Vi har her mao. som ventet halvparten så stor forsterkning som AD. Trinnets differensielle inngangsmotstand sett fra generatoren blir:

RiD = uD/ ig = 2(rbe + ßRE) (2.13)

2.3.2. 'Common Mode' inngangssignal.

Sett fra 'Common Mode' generatoren er de to basene parallellkoplet. Generatorstrømmen er følgelig summen av de to basestrømmene, ig = ib1 + ib2. Ved parrede transistorer, er 'Common Mode' inngangsspenningen (for ß>>1) gitt ved:

uCM = ib(rbe + ßRE) + 2ibßR0 (2.14)

De to kollektorspenningene uc1 og uc2 vil være gitt ved:

uc1 = uc2 = -ßibRC (2.15)

Bemerk at disse to signalene nå er i fase. Det ses følgelig at differensialtrinnet også nå kan deles opp i to like deler, men der punktet A nå følger signalet. Det differensielle utgangssignalet blir dermed:

uOD = uc2 - uc1 = 0 (2.16)

I den ideelle differensialforsterkeren gjelder derfor (gitt ved (2.1)):

ACM = uOD/uCM = 0 (2.17)

Tas signalet ut 'Single Ended', f.eks. som uC2, blir forsterkningen:

ASCM = uC2/uCM = -ßRC/2(rbe + ßRE + 2ßR0) (2.18)

En sammenligning med den differensielle forsterkningen viser at 'Common Mode' forsterkningen er vesentlig mindre enn den differensielle forsterkningen. Dette er nettopp den ettertraktede egenskapen ved differensialforsterkeren. Samtidig viser (2.18) at dersom R0 kan gjøres meget høy, vil ASCM være meget liten. I praksis betyr dette at uCM undertrykkes kraftig. Ved å benytte en strømgenerator istedenfor R0 (f.eks. som vist i figur 2.6), kan dette oppnås.

Da både AD og ACM nå er kjente størrelser, kan oppstillingens balansedempning beregnes. CMRR for differensiell utgang var definert som:

CMRR = 20 lg |AD/ACM| (2.3)

Ved differensielt utgangssignal her er ACM = 0. Følgelig er CMRR i teorien lik uendelig. Siden vi her har forutsatt at transistorene er fullstendig parret, vil den praktiske verdien være lavere. CMRR for 'single ended' utgang kan likeledes defineres som:

CMRR = 20 lg |ASD/ASCM| (2.19)

Innsatt for ASD og ASCM fås følgelig:

CMRR = 20 lg [(rbe + ßRE + 2ßR0)/(rbe + ßRE)] (2.20)

For å få høy verdi på CMRR, må R0 velges høy. Dette kan som nevnt oppnås ved å erstatte R0 med en strømgenerator. I tillegg fås da noe gratis: fastleggingen av arbeidspunktet kan skje mye friere.

I tillegg er det et annet forhold som tidligere ikke er vurdert. Ofte vil en forsterkers egenskaper være et resultat av den benyttede strømforsyning. En forsterker kan konstrueres slik at den er meget kritisk på den benyttede strømforsyning, eller den kan konstrueres slik at den undertrykker uønskede støyprodukter på forsyningsledningene. Den engelske forkortelsen PSRR ('Power Supply Rejection Ratio') angir hvor god en forsterker er til å hindre støy på forsyningsledningene i å nå utgangen.

Her vil en strømgenerator som erstatter R0, være langt å foretrekke fordi forsterkeren får en mye høyere PSRR-verdi enn med en enkel motstand.

3. OPERASJONSFORSTERKEREN

Vi skal her fortsette med en fullstendig oppbygging av en typisk operasjonsforsterker. En oppbygging kan være som vist i figur 3.1. Det bør bemerkes at konfigurasjonen også kan benyttes i andre sammenhenger. F.eks. vil en økning av strømkapasiteten og forsyningsspenningene gjøre at konfigurasjonen kan brukes som f.eks. audio effektforsterker.

dcff10

Fig. 3.1. Typisk operasjonsforsterker med spenningstilbakekopling.

Konfigurasjonen vist i figur 3.1 kan deles inn i tre deler:

3.1. TRANSKONDUKTANS INNGANGSTRINN.

Inngangstrinnet er et differensialtrinn der signalet tas ut 'Single Ended'. Som tidligere nevnt vil et differensialtrinn ha tilnærmet 0 volt på inngangen. Følgelig vil avvik('offset')-spenningen være forholdsvis lav. Ved siden av mye lavere avviksspenning p.g.a. kaselleringen av base-emitter spenningene, har den i tillegg fordelen av at strømmen i arbeidspunktet ikke trenger å gå gjennom et eventuelt tilbakekoplingsnettverk. I tillegg vil lineariteten være adskillig bedre enn med et inngangstrinn bestående av et enkelt transistortrinn.

Bemerk at de to kollektormotstandene er erstattet av et strømspeil. Siden signalet ønskes tatt ut 'Single Ended', ville bruk av enkle motstander ført til at det ville blitt ubalanse mellom de to transistorene i differensialtrinnet. Et annet resultat av bruken av strømspeilet, er at transkonduktansen dobles fra tilfellet med to motstander.

Er transkonduktansen for transistoren lik gm, vil transkonduktansen med emitterdegenerering være lik gm/(1 + gmRE) under forutsetning om at ß>>1. Med differensiell inngangsspenning u2 = -u1 vil utgangsstrømmen følgelig være lik:

ia = 2gmu1/(1 + gmRE) = gmeu1 (3.1)

Bemerk at transistoren Q1 ser inn i en høy impedans, slik at hele strømmen ia føres videre til emitterfølgeren, selv om signalet tas ut 'Single Ended'.

3.2. TRANSRESISTANS MELLOMTRINN.

Transistoren Q3 er koplet som en ren emitterfølger og har i denne konfigurasjonen som oppgave å øke strømforsterkningen. Utgangsstrømmen er følgelig lik ß3ia (ß>>1).

Transistor Q4 refereres ofte til som det spenningsforsterkende trinn. Bemerk at inngangssignalet består av en strøm (den er således strømstyrt). Siden den stående kollektorstrømmen (arbeidspunktet) settes av en strømgenerator, vil utgangsstrømmen ib være lik ß4ß3ia. P.g.a. motstanden RB er ß4 redusert i forhold til strømforsterkningen uten denne motstanden. Dersom impedansen på kollektor av Q4 betegnes Zb, vil følgelig utgangsspenningen være:

ub = ß4ß3iaZb (3.2)

Innsatt for ia kan denne også skrives:

ub = ß4ß3Zbgmeu1 (3.3)

Benevner gm4 transkonduktansen til Q4, kan den effektive strømforsterkningen ß4 for denne transistoren finnes som:

1/ß4 = 1/ßQ4 + 1/gm4RB (3.4)

Bemerk at ß4 er lik strømforsterkningen ßQ4 i arbeidspunktet når RB fjernes.

I figur 3.1 fastsetter kondensatoren CD den dominante polen slik at en passende fasemargin oppnås når tilbakekopling benyttes. Negativ spenningstilbakekopling for forsterkeren fås her ved hjelp av tilbakekoplingsmotstandene RF1 og RF2.

3.3. SPENNINGSFØLGER.

Transistorene Q5 og Q6 er (hver for seg) koplet som emitterfølgere med arbeidspunktet fastlagt av strømgeneratorer. De etterfølgende transistorer Q7 og Q8 er likeledes koplet som emitterfølgere, nå også med motstander i emitter for å forhindre termisk 'runaway'. Pga. at koplingen er fullstendig symmetrisk er den forholdsvis lineær. I tillegg fås lite tap mellom inn- og utgang siden det has to doble base-emitter overganger som er rettet hver sin vei.

Spenningsforsterkningen er tilnærmet lik 1 gang, mens strømforsterkningen er meget høy. Sistnevnte er tilnærmet lik ß5ß7. Dette er mer enn vanlig, da det som oftest benyttes bare en emitterfølger. Her må det imidlertid tilføyes en form for forspenning. I praksis er det imidlertid stor variasjon i realiseringen av spenningsfølgeren. Siden dette ikke har noen betydning for de uttrykk vi kommer fram til, vil vi nøye oss med dette ene eksemplet på spenningsfølger.

At spenningsfølgeren er oppbygget fullstendig symmetrisk forbedrer egenskapene ved likestrøm og reduserer like harmonisk forvrengning.

Det skal derfor kort nevnes at noen operasjonsforsterkere i diskrete utgaver i sin helhet er fullstendig symmetrisk oppbygget av samme årsaker.

3.4. KOMPLETT FORSTERKER.

For den komplette forsterker i figur 3.1 vil åpen sløyfe forsterkningen være tilnærmet gitt ved ligning 3.4:

Ao = ß4ß3Zbgme (3.5)

Denne kan finnes fra (3.3) når det antas at spenningsfølgeren har spenningsforsterkning lik en gang. Dette uttrykket er gyldig før kompensasjonskondensatoren CD trer i funksjon. Denne vil begrense åpen sløyfe forsterkningen ved høye frekvenser til:

Ah = gme/(2πfCD)

(3.6)

Frekvensen som tilsvarer den dominante polen vil være gitt ved:

fD = 1/(2πfCDßZb) (3.7)

Siden åpen sløyfe forsterkningen er frekvensavhengig, vil også lukket sløyfe forsterkningen være det. Benevnes åpen sløyfe forsterkningen A(s), kan lukket sløyfe forsterkningen skrives som:

G(s) = uo(s)/ u1(s) = Go/[1 + Go/A(s)] (3.8)

Her er Go = 1 + RF2/RF1 lik spenningsforsterkningen med tilbakekopling når A(s) går mot uendelig. For å se effekten forsterkningsfastsettelsen Go har på frekvensresponsen i lukket sløyfe, kan A(s) separeres i A(s) = N(s)/D(s), der telleren N(s) inneholder nullpunktene i overføringsfunksjonen, mens nevneren D(s) inneholder polene (inkludert den dominante satt av kondensatoren CD). Ligning 3.8 går da over til å bli:

G(s) = uo(s)/ u1(s) = GoN(s)/[N(s) + GoD(s)] (3.9)

Det ses at Go ikke bare gir størrelsen på forsterkningsmodulen som forventet, men også multipliserer effekten av D(s) på lukket sløyfe responsen.

I figur 3.2 er vist et typisk forløp når kondensatoren CD setter den dominante polen slik at responsen faller med 20 dB/dekade over den dominante frekvensen.

dcff11

Fig. 3.2. Typisk forløp for transferfunksjon til operasjonsforsterker med dominant pol og spenningstilbakekopling.

Det ses videre at for forskjellige lukket sløyfe forsterkninger, vil båndbredden være forskjellig. Ennvidere vil forsterkningsbåndbredde-produktet være tilnærmet konstant, f.eks. vil båndbredden halveres når forsterkningen dobles. M.a.o. er AofD tilnærmet lik G1f1 » G2f2.

4. 'CURRENT FEEDBACK'

Benevnelsen 'Current Feedback' beror seg på at det has strømtilbakekopling i stedet for spenningstilbakekopling som ved den konvensjonelle operasjonsforsterkeren. Strømtilbakekoplede operasjonsforsterkere finnes som den konvensjonelle i monolittiske utgaver.

Forsterkeren er tatt fram pga. den konvensjonelle operasjonsforsterkerens båndbredde forsterkningsavhengighet som diskutert i forrige kapittel. De mange forsterkningstrinn i denne fører også til transportforsinkelser og 'Slew Rate'-begrensninger.

I figur 4.1 er vist prinsippet for 'Current Feedback' forsterkere.

dcff12

Fig. 4.1. Prinsipp for 'Current Feedback' forsterker.

En buffer på inngangen med spenningsforsterkning lik en gang tvinger spenningen u2 til å følge inngangsspenningen u1. Strømmen i- som flyter inn eller ut av terminalen forsterkes opp av en transimpedansforsterker til utgangsspenningen uo.

Den komplekse transferfunksjonen A(s) er i ohm og uo = i-A(s). Operasjonen kan beskrives ved:

i- = i1 - i2 = u2/R1 - (uo - u2)/R2

mens uo = i-A(s) og u2 = u1 (pga. bufferen). Dermed fås:

uo/A(s) = u1(1/R1 + 1/R2)- uo/R2 (4.1)

Med Go = 1 + R2/R1 og rearrangering av ligning 4.1, fås:

G(s) = uo/u1 = Go /[1 + R2/A(s)] (4.2)

For igjen å se effekten forsterkningsfastsettelsen Go har på frekvensresponsen i lukket sløyfe, kan A(s) separeres i A(s) = N(s)/D(s), der telleren N(s) inneholder nullpunktene i overføringsfunksjonen, mens nevneren D(s) inneholder polene. Ligning 4.2 går da over til å bli:

G(s) = uo/u1 = GoN(s)/[N(s) + R2D(s)] (4.3)

Dersom vi sammenligner denne lukket sløyfe responsen med den for den konvensjonelle spenningstilbakekoplede operasjonsforsterkeren i ligning 3.9, ses at R2 har erstattet Go i det frekvensavhengige leddet i nevneren. Siden R2 kan holdes konstant uavhengig av størrelsen på lukket sløyfe forsterkningen (mens Go ikke kan det), ses at polplasseringen og dermed båndbredden kan holdes konstant.

Forsterkningen endres nå ved å endre størrelsen på R1, mens båndbredden endres (om ønskelig) ved å endre R2. De fleste leverandører av monolittiske 'Current Feedback' forsterkere konstruerer deres forsterkere til å operere med faste verdier på R2. Disse er da optimalisert til kretsens interne kapasiteter og for forskjellige lastbetingelser. Noen ganger er R2 innebygget i kretsen for å optimalisere denne spesielle variable og for å minimalisere strøkapasitanser, særlig over denne motstanden, som degraderer stabiliteten.

Denne type forsterkere er ikke optimalisert for nøyaktighet ved høye forsterkninger, verken ved DC eller AC. Deres styrke ligger i den utøkede båndbredde (flere hundre MHz er ikke uvanlig) og hurtighet (flere hundre V/µs er typisk).

En mer detaljert blokkskjematisk forklaring på virkemåten er vist i figur 4.2. Motstanden RT representerer transresistansen som ofte er oppgitt i datablad. Verdien på denne er normalt meget høy (flere titalls kiloohm er ikke uvanlig). Kondensatoren CT representerer intern og tilføyd kapasitet som skal sørge for den tilstrekkelige stabilitet.

dcff13

Fig. 4.2. Blokkdiagram for 'Current Feedback' forsterker.

Verdien på denne vil normalt være meget lav (noen få pF), idet dette er tilstrekkelig siden verdien på RT er meget høy. Bemerk at strømmen i- vil sørge for opp- og utladningen av denne kondensatoren. Dette forholdet sammen med fraværet av strømbegrensende strømgeneratorer er forklaringen på de høye 'Slew Rate' verdiene som kan oppnås. Motstanden R- i figuren representerer utgangsmotstanden til bufferen. Strømmen gjennom denne speiles gjennom transimpedansnettverket (RT, CT) og danner spenningen på inngangen til bufferen A2. Sistnevnte er en ren spenningsfølger, slik at inn- og utgangsspenningen her er tilnærmet like.

I figur 4.3 ses lukket sløyfe forsterkningen som funksjon av frekvensen for to tilfeller. Det ses at båndbredden er tilnærmet uavhengig av forsterkningen i de to tilfeller. Dette er som nevnt i skarp motsetning til den konvensjonelle spenningstilbakekoplede operasjonsforsterkeren.

dcff14

Fig. 4.3 Asymptotisk forløp for forsterkning med 'Current Feedback' forsterker.

I figur 4.4 er vist et eksempel på kretsskjema for en 'Current Feedback' operasjonsforsterker.

dcff15

Fig. 4.4. Kretsskjema for 'Current Feedback' forsterker.

Kretsen er oppbygget fullstendig symmetrisk. Dette forbedrer egenskapene ved likestrøm og reduserer like harmonisk forvrengning.

Transistorene Q1-Q4 utgjør inngangsbufferen A1. Denne har en spenningsforsterkning tilnærmet lik én gang. Basen på Q1 og Q2 utgjør den høyohmige ikke-inverterende inngangen. Emitter på Q3 og Q4 utgjør således den lavohmige inverterende inngangen. Siden kretsen er symmetrisk, vil feilstrømmen i- sendes til de to strømspeilene (Q9/Q10 og Q11/Q12) før summasjonspunktet på basen av Q5 og Q6.

Transresistansen RT vil være meget høyohmig, da denne er inngangsmotstanden til utgangsbufferen A2 bestående av Q5-Q8. Denne har også en spenningsforsterkning tilnærmet lik én gang. Transkapasiteten CT utgjøres av interne kapasiteter i noden på inngangen av Q5 og Q6 samt kondensatorene CD1 og CD2. Disse vil sette den nødvendige fasemargin slik at stabiliteten til forsterkeren er god ved den gitte forsterkning og den tilkoplede last RL.

Forsterkningen vil normalt fastsettes av motstanden RF1, mens RF2 velges til en verdi som optimaliserer båndbredde og/eller 'Slew Rate'.

Til slutt skal det nevnes at 'Current Feedback' forsterkere ofte vil benyttes i inverterende modus. Oppkoplingen vil da være den samme som for inverterende konvensjonelle operasjonsforsterkere (her vil basen på Q1 og Q2 jordes mens RF1's nedre ende vil legges til inngangssignalet istedenfor til jord). Det ses da at Q3 og Q4 vil være koplet i felles base. Båndbredden vil følgelig bli meget høy og høyere enn for operasjon i ikke-inverterende modus. Ulempen er selvfølgelig at inngangsimpedansen blir meget lav (tilnærmet lik RF1).

[Hjem]

Copyright©1999

Knut Harald Nygaard